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在你看這邊文章之前，我想作出幾點說明：
（1）最近在看拉扎維的書，寫下來這些東西，這也只是我個人在學習過程中的一點總結，有什么觀點大家可以相互交流；
（2）不斷的思考，不斷的理解，不斷的總結！希望大家堅持下去！
1、CS單管放大電路
共 源級單管放大電路主要用于實現輸入小信號的線性放大，即獲得較高的電壓增益。在直流分析時，根據輸入的直流柵電壓即可提供電路的靜態工作點，而根據 MOSFET的I-V特性曲線可知，MOSFET的靜態工作點具有較寬的動態范圍，主要表現為MOS管在飽和區的VDS具有較寬的取值范圍，小信號放大時 輸入的最小電壓為VIN-VTH，最大值約為VDD，假設其在飽和區可以完全表現線性特性，并且實現信號的最大限度放大【理想條件下】，則確定的靜態工作點約為VDS=（VIN-VTH+VDD）/2，但是CS電路的實際特性以及MOS管所表現出的非線性關系則限制了小信號的理想放大，
主要表現在：
【1】 電路在飽和區所能夠確定的增益比較高，但仍然是有限的，也就是說，在對輸入信號的可取范圍內，確定了電路的增益。電路的非線性以及MOS管的跨導的 可變性決定了CS電路對于輸入小信號的放大是有限的，主要表現在輸入信號的幅度必須很小，這樣才能保證放大電路中晶體管的跨導近似看作常數，電路的增益近似確定；
【2】CS電路也反映了模擬CMOS電路放大兩個普遍的特點，一是電路的靜態工作點將直接影響小信號的放大特性，也就是說 CMOS模擬放大電路的直流特性 和其交流特性之間有一定的相互影響。從輸入-輸出特性所表現的特性曲線可以看出，MOSFET在飽和區的不同點所對應的電路增益不同，這取決于器件的非線 性特性，但是在足夠小的范圍內可以將非線性近似線性化，這就表現為在曲線的不同分段近似線性化的過程中電路的增益與電路的靜態工作點有直接關系，可以看出，靜態工作點的不同將決定了電路的本征增益。這一點表現在計算中，CS電路的跨導取決于不同的柵壓下所產生的靜態電流，因此電路的增益是可選擇的，但是其增益的可選擇性將間接限制了輸出電壓的擺幅。這些都反映了放大電路增益的選擇和電流、功耗、速度等其他因素之間的矛盾。
【3】二是電 路的靜態工作點將直接影響前一級和后一級的直流特性，因為CS電路實現的放大是針對小信號的放大，但是電路的放大特性是基于靜態工作點的確 定，換句話說，在電路中的中間級CS電路即需要根據前一級的靜態輸出來確定本級的工作點，這也就導致了前一級對后一級的影響，增加了電路設計的復雜性。但 是電路設計中的CD電路可以實現直流電平移位特性，交流信號的跟隨特性，這也就解決了靜態級間的影響，總體來講，這樣簡化了設計，但是增加了電路的面積。
【4】 分析方法：CMOS模擬電路的復雜特性也決定了電路的小信號分析的特殊方法，區別于BJT，第一種方法即直接從大信號的分析入手，MOS管在模擬 IC中主要工作在線性區和飽和區，結合MOS管的柵壓和漏源電壓所確定的不同區域的電流電壓關系進而確定電路的大信號工作特性，而大信號的特性曲線一方面可以確定電路的靜態工作點，另一方面也間接反映了電路的交流特性，因為從大信號到小信號的電路特性分析也就是實現電路的非線性到線性分析，交流特性或者小 信號特性是一個微變化量的分析，而大信號特性是全擺幅的分析或者整體的分析，因此，小信號是大信號在工作點附近的一種近似，一種線性化。也就是說，實現大信號到小信號的分析在數學上表現為微分關系。第二種方法則類似于BIT分析時的小信號等效模型分析，這樣從器件級建立信號的等效模型表現在電路級只能提供一種簡易的計算方法，不能實現對電路的直觀理解。因此，在低頻狀態下表現為：CS電路能夠實現對輸入信號的電壓放大，其電壓增益較高，輸入阻抗無窮大，輸出阻抗較小。
【5】MOS管構成的二極管等效于一個低阻器件，作為共源級的負載，代替了電阻實現小信號的放大，但是，電路的增益受到了限制。總的來說，利用電阻或者MOS管構成的有源二極管作為負載無法實現高增益的放大特性。
【6】 電流源負載的共源級放大電路實現了電壓的高增益放大、電路的大輸出擺幅，但是也在一定程度上帶來新的問題，可以看出，高增益源于等效的輸出阻抗較大，大輸出擺幅可以通過調節靜態NMOS和PMOS的最低工作電壓實現，但是GD的電容效應和較高的輸出阻抗導致電路的響應速度下降。在低頻工作狀態下電 路能夠實現較好的電壓轉換，但是在高頻工作區域，電路的速度受限。另一方面，電路實現的高增益特性表現在輸出端漏源電壓的變化幅度較大，這就要求在靜態時盡可能使漏端的輸出電壓保證NMOS和PMOS在臨界飽和點處電壓和的一半，這樣保證其輸出的擺幅對稱，不會產生失真，這就要求電路在靜態時輸入的柵電壓更穩定，即使得輸出漏電壓處于臨界飽和點處電壓和的一半。
【7】理解誤區：靜態時電路各點工作電壓是確定的。例電流源負載的CS電路，放大管工作在飽和區條件下漏源電壓具有很大的變化范圍，但是電路在工作時，其 靜態電流相等，漏端的電壓相等，即可唯一確定漏端的靜態輸出電壓，表現在特性曲線上可理解為放大管的NMOS和負載管的PMOS在輸入唯一的情況下具有唯 一確定的交點，反映了唯一的漏電壓。這樣類比的結果，在MOS管構成的復雜電路中是可以確定其各個MOS管在飽和狀態下的漏電壓的。
【8】 CS電路+源級負反饋。負反饋的引入使得電路結構發生了根本的變化，表現在無源器件所構成的反饋網絡將聯系著輸入柵壓和輸出漏壓，因此隨著反饋深度的增加，對于輸入的信號變化量將主要反映在反饋的電阻上，也就是說輸入小信號的變化量將主要體現在反饋的電阻上，這種反饋的作用使得IDS和VGS的非線 性關系減弱，近似線性化。同時，電路的等效跨導也將隨著反饋的引入有界化。負反饋一方面改變了電路的線性度，另一方面增加了增益的恒定性，但是這些性能的改善以犧牲電壓增益為前提。
2、CD/CG單管放大電路
【1】源級跟隨器在電路中主要用于實現電壓的緩沖，電平的移 位。主要表現在：電路的電壓增益約等于1，這樣實現輸出近似跟隨輸入；飽和條件下輸出與輸入的 變化為：輸出電壓等于輸入電壓-閾值電壓；電路的輸入阻抗趨于無窮大，輸出阻抗很小，這樣電路可以驅動更小的負載，以保持電路在結構上的匹配。因此CD電 路在大信號中表現為直流電平的移位特性，在小信號中表現為交流信號的跟隨特性。而CG電路相對較低的輸入阻抗在電路中用于實現匹配特性。
3、Cascode電路
【1】 套筒式的共源共柵結構在一定程度上限制了輸出的電壓擺幅，也就是說電路的最小輸出必須保證共源共柵結構的MOSFET工作在飽和條件，即輸出的最小 電平約為兩個過驅動電壓之和，但是卻極大的提高了電路的輸出阻抗。共源共柵結構將輸入的電壓信號轉換為電流，而電流又作為CS電路的輸入。而折疊式的共源 共柵結構在實現電路的放大時表現為較好的低壓特性。
4、電路是計算出來的
【1】直流工作點的確定依據其輸入的靜態電壓或靜態電流確定，換句話說，電路中各點的靜態電壓和電流都是可以計算出來的，因為其靜態電路各點的IV關系滿足基本的電路定理，電路結構的不同所表現的電流、電壓表達式是唯一確定的，即電路的靜態參數是唯一確定的。
【2】 在直流工作點的基礎上進行的交流分析也就是對輸入小信號的分析，所實現的放大是對疊加在工作點上的小信號進行放大。或者說，直流電平提供了小信號工作的穩態條件，而交流特性則反映了信號的動態變換，即放大特性，這樣在直流電平上疊加的交流小信號共同作為輸入作用于電路實現信號的放大。總的來說，電路 的交流特性可以通過小信號分析得到，或者通過等效的電路模型簡化分析，因此，電路的增益、輸入阻抗、輸出阻抗都是可以進行計算的。
5、MOSFET小信號模型直觀理解
MOSFET 在飽和條件下的工作狀態可以通過小信號等效電路圖進行分析，但是小信號等效電路分析也只是提供了一種較為簡化的計算方法。電路中的MOS管通 過柵源電壓的微變化轉換為漏源電流的變化，在交流通路中流過相應的負載即可產生交流輸出電壓，而直流和交流的疊加產生最終的輸出電壓，產生這一現象的根源在于器件的非線性特性。因此，對于直流通路的分析根據其靜態工作電壓和電流關系即可得到，而對于交流通路仍然可以建立交流等效電路，但是對于有源器件來 講，其電流和電壓的非線性導致器件自身的交直流阻抗分離，這就導致交流通路的某些參數發生變化，這樣電路的交流分析應當注意器件阻抗的變化，這正是源于有源器件的非線性導致的交直流阻抗分離。
從MOSFET的小信號等效電路可以看出，柵源電壓對于漏源電流的控制起主導作用，也就是說漏源 電壓和襯底效應對器件工作狀態的影響可以忽略，因此可以看出，MOS管的漏源電流受三方面的影響，從柵端口看，柵壓對電流的影響gm*vgs，漏源電壓對電流的影響gd*vds，襯底的影響gmb*vbs。那么 從電流的角度來講，二級效應表現為gm*vgs、gd*vds和gd*vds電流的總和。一般條件下，在電路的初始分析過程中忽略溝道長度調制和體效應的影響，這樣簡化的MOS模型僅受柵壓的影響，因此從源到柵的等效阻抗約為1/gm。簡化的電路分析往往因為忽略的次級效應而產生誤差，但是對于電路的直觀理解是很重要的。
6、SPICE模型
晶體管級的連接決定了電路的結構，但是電路的性能卻取決于具體的參數設置。 SPICE模型提供了器件的具體參數化過程，即對電路的仿真分析需要進行參數的設置，即在工藝過程中的所約束的各種參數提供了一個較為完整的器件級的參數模型，例如溝道長度調制系數、寄生的電容、柵氧層的厚度等等，這些都是為了將晶 體管的參數進行量化，即在器件層次的某些參數也是可以計算出來的！
7、電路分析【等效方法—直觀理解】
8、五管差分對【全對稱結構】
輸 入信號是直流和交流的疊加，直流電平用于確定電路的靜態工作點，根據IV特性曲線可知，基本差分結構在輸入直流電平相等的條件下所表現的線性關系最好，并且其線性范圍最大，這樣增大了輸入交流小信號的動態范圍。但是直流工作點的選取依賴于基本的電路結構，也具有一定的范圍：保證尾電流管處于飽和區，同時 不能使得放大管進入線性區，這樣就近似確定的輸入共模電平的選擇范圍。靜態下的五管差分對，其節點的電流電壓是完全可以計算出來的。而電路的對稱結構簡化了其交流特性的分析，基本的五管差分對可以簡化為CS單管放大電路。
全對稱的五管差分對也再次體現了CMOS模擬電路的一特點，交直流 之間的相互影響。或者說，基本的CS電路的直流電平確定了電路的靜態工作點，但是直流工 作下最大的電平輸出也限制了交流小信號的輸出電壓，即在電路輸入確定的條件下限制了其增益，或者在增益確定的條件下限制了輸入小信號的擺幅。總之，電路的交直流特性相互影響較大，這一點區別于BIT。 | 
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