正弦波UPS中的逆變電路，分享給大家。
一、前言 逆變電路是UPS電源的核心電路。作者在剖析若干知名廠家生產(chǎn)的UPS電源電路的基礎(chǔ)上，對(duì)UPS電源中的逆變電路進(jìn)行了探討。本文所涉及的電路，是這些廠家技術(shù)人員多年技術(shù)經(jīng)驗(yàn)的結(jié)晶，并且經(jīng)歷過(guò)大量產(chǎn)品投放市場(chǎng)后的考驗(yàn)，具有很好的參考價(jià)值。作者在此發(fā)表出來(lái)，供業(yè)內(nèi)人士和有興趣者參考。 UPS電源有很多分類，作者根據(jù)業(yè)內(nèi)的習(xí)慣，將UPS電源分為工頻機(jī)和高頻機(jī)。本文中的工頻機(jī)和高頻機(jī)采用的都是正弦波逆變電路，輸出的都是正弦波電壓，并且都是在線式結(jié)構(gòu)。文中只涉及正弦波逆變電路，以下簡(jiǎn)稱逆變電路。 二、逆變電路的結(jié)構(gòu) 逆變電路由正弦波SPWM調(diào)制電路和功放電路組成。
2.1 工頻機(jī)所采用的逆變電路的結(jié)構(gòu)圖 圖1所示為工頻機(jī)所采用的逆變電路的結(jié)構(gòu)圖。由圖可見(jiàn)，工頻機(jī)逆變電路中右側(cè)的功放電路采用的是全橋式功放電路，這種功放電路需要正弦波調(diào)制電路提供4路相互獨(dú)立的SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。在左側(cè)的正弦波調(diào)制電路中，用正弦波信號(hào)去調(diào)制三角波信號(hào)，得到4路獨(dú)立的SPWM信號(hào)，經(jīng)隔離驅(qū)動(dòng)后送至功放電路。 在這種結(jié)構(gòu)中，每一橋臂功率管的數(shù)量視輸出功率而定，當(dāng)輸出功率較小時(shí)，功率管采用MOS器件，輸出功率大時(shí)，采用IGBT模塊。 2.2 高頻機(jī)所采用的逆變電路的結(jié)構(gòu)圖
圖2所示為高頻機(jī)所采用的逆變電路的結(jié)構(gòu)圖。由圖可見(jiàn)，高頻機(jī)逆變電路中的功放電路采用的是半橋式功放電路，這種功放電路需要正弦波調(diào)制電路提供2路相互獨(dú)立的SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。在左側(cè)的正弦波調(diào)制電路中，由電腦板直接提供2路SPWM波信號(hào)，經(jīng)隔離驅(qū)動(dòng)后送至功放電路。 在這種結(jié)構(gòu)中，每一橋臂功率管的數(shù)量也視輸出功率而定，當(dāng)輸出功率較小時(shí)，功率管采用MOS器件，輸出功率較大時(shí)，也采用IGBT模塊。 三、正弦脈寬調(diào)制（SPWM）方法 SPWM信號(hào)實(shí)際上就是與正弦波等效的一系列等幅不等寬的矩形脈沖波。 在20KVA以下的小型逆變電路中，通常用正弦波（調(diào)制波）調(diào)制三角波（載波）的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)脈寬調(diào)制的目的，又稱為三角波調(diào)制法，它是利用比較器來(lái)完成這一功能的。根據(jù)調(diào)制信號(hào)所包含的信息量，調(diào)制電路可以分為單極性調(diào)制和雙極性調(diào)制。
3.1 SPWM調(diào)制方法及特點(diǎn) 在單電源供電的比較器重，若將正弦波送到比較器的同相輸入端，將三角波送到比較器的反相輸入端，則在正三角波幅值大于正弦波的幅值時(shí)，比較器將輸出一個(gè)負(fù)向脈沖，這個(gè)負(fù)向脈沖的寬度等于三角波大于正弦波部分所對(duì)應(yīng)的時(shí)間間隔。而在三角波幅值小于正弦波的幅值時(shí)，比較器將輸出一個(gè)正向脈沖，這個(gè)正向脈沖的寬度等于三角波小于正弦波部分所對(duì)應(yīng)的時(shí)間間隔。從圖3可見(jiàn)，這時(shí)在電壓比較器的輸出端將得到一連串脈沖方波序列，其特點(diǎn)是：對(duì)應(yīng)于正弦波幅值較低的部位，脈沖方波的寬度較窄，而對(duì)應(yīng)于正弦波幅值較高的部位，脈沖方波的寬度較寬。這就是正弦脈沖調(diào)制信號(hào)，即SPWM信號(hào)。 根據(jù)分析，這種三角波調(diào)制電路有以下特點(diǎn)： ⒈當(dāng)三角波頻率與正弦波頻率之比N＞20以上時(shí)，在比較器輸出端產(chǎn)生的矩形脈沖，其寬度正比于正弦波幅值與三角波幅值之比。 因此，只要適當(dāng)?shù)卣{(diào)節(jié)輸入到比較器的正弦波電壓的幅值大小，就可以調(diào)節(jié)脈沖寬度，從而調(diào)節(jié)了逆變器輸出的正弦波電壓的大小。這一特點(diǎn)也使得由三角波調(diào)制電路構(gòu)成的逆變電路具有自動(dòng)穩(wěn)壓的功能。 ⒉當(dāng)正弦波幅度小于三角波幅度時(shí)，逆變器輸出電壓波形中只含有基波和17、19…次諧波，而不包含3、5、7…等低次諧波分量，僅存在與三角波頻率相近的高次諧波。 正弦波的頻率是50Hz，通常三角波的頻率是10-20KHz左右。因此，在采用三角波調(diào)制法的逆變電路中，輸出電壓的波形中實(shí)際上不包含低次諧波分量，它們所包含的最低諧波分量的頻率都在幾十KHz以上。因此，在這種逆變電路中，逆變器所需的合成器（即輸出濾波器）的尺寸、重量和成本可以大大減小。 ⒊若增大正弦波的幅度，使正弦波幅度大于三角波幅度時(shí)，逆變電路輸出的調(diào)制波中，將開(kāi)始出現(xiàn)3、5、7…等低次諧波分量。這會(huì)導(dǎo)致逆變輸出正弦波電壓的失真度增大，嚴(yán)重時(shí)會(huì)使電路進(jìn)入自動(dòng)保護(hù)關(guān)機(jī)狀態(tài)。因此在調(diào)試時(shí)要主意正弦波的幅度不能超過(guò)三角波的幅度。 上述正弦波調(diào)制法已經(jīng)成為一種經(jīng)典的正弦波調(diào)制方法，在逆變電路中被廣泛使用。 3.2 雙極性SPWM調(diào)制 在雙極性調(diào)制電路中，需要一路正弦波信號(hào)和一路三角波信號(hào)，三角波信號(hào)的幅值必須略大于正弦波信號(hào)的峰-峰值。 如圖4a所示，若將正弦波送到單電源比較器的同相輸入端，將三角波送到比較器的反相輸入端，則在電壓比較器的輸出端將得到一連串脈沖方波序列，其特點(diǎn)是：在正弦波的正半周中，對(duì)應(yīng)于正弦波幅值較低的部位，脈沖方波的寬度較窄，而對(duì)應(yīng)于正弦波幅值較高的部位，脈沖方波的寬度較寬。而在正弦波的負(fù)半周中，對(duì)應(yīng)于正弦波幅值較低的部位，脈沖方波的寬度較寬，而對(duì)應(yīng)于正弦波幅值較高的部位，脈沖方波的寬度較窄。 由于這種調(diào)制電路輸出的SPWM波信號(hào)中既包含了正弦信號(hào)正半周的信息，又包含了負(fù)半周的信息，所以稱為雙極性調(diào)制。 由于高頻機(jī)通常采用半橋式功放電路，需要兩路大小相等、相位相反的SPWM信號(hào)，因此在高頻機(jī)中，將由此得到的雙極性調(diào)制信號(hào)分為兩路，將其中一路反相180°，即可得到兩路大小相同、相位相反的SPWM信號(hào)。 圖4b所示為另一種調(diào)制電路。它與圖4a的區(qū)別是將正弦波送到比較器的反相輸入端，而將三角波送到比較器的同相輸入端。由此得到的SPWM信號(hào)的波形與圖4a的相反，SPWM波寬度的變化規(guī)律也相反。將其分為兩路，并將其中一路反相后，同樣可以得到兩路大小相等、相位相反的SPWM信號(hào)。
3.3 單極性SPWM調(diào)制 在單極性調(diào)制電路中，也需要一路正弦波信號(hào)和一路三角波信號(hào)，但三角波信號(hào)的幅值只須略大于正弦波信號(hào)正半周的幅值或負(fù)半周的幅值。并且與正弦波的正半周或負(fù)半周對(duì)齊。
如圖5單極性調(diào)制電路示意圖所示，若將正弦波送到單電源比較器的同相輸入端，將三角波送到比較器的反相輸入端，則在三角波幅值大于正弦波的幅值時(shí)，比較器將輸出一個(gè)負(fù)向脈沖，這個(gè)正向脈沖的寬度等于三角波大于正弦波部分所對(duì)應(yīng)的時(shí)間間隔。而在三角波幅值小于正弦波的幅值時(shí)，比較器將輸出一個(gè)正向脈沖，這個(gè)正向脈沖的寬度等于三角波小于正弦波部分所對(duì)應(yīng)的時(shí)間間隔。從圖5可見(jiàn)：這時(shí)在電壓比較器的輸出端將得到一串脈沖方波序列，其特點(diǎn)是對(duì)應(yīng)于正弦波正半周幅值較低的部位，脈沖方波的寬度較窄，而對(duì)應(yīng)于正弦波正半周幅值較高的部位，脈沖方波的寬度較寬。對(duì)應(yīng)于正弦波的負(fù)半周，則輸出脈沖方波的幅值為0。 由于這種調(diào)制電路輸出的SPWM波信號(hào)中只包含了正弦信號(hào)正半周或負(fù)半周的信息，所以稱為單極性調(diào)制。 在工頻機(jī)中通常采用全橋式功放電路，需要4路不同的SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)，因此必須采用單極性調(diào)制方式。所以在工頻機(jī)中，需要提供一路正弦波信號(hào)，一路正向三角波、一路反向三角波。其中正弦波信號(hào)的對(duì)稱軸不能在0軸（X軸）上，而是要抬高到電源電壓的二分之一處，圖中標(biāo)記為Vz，這樣才能保證三角波只與正弦波的正半周或只與負(fù)半周相調(diào)制。于是，用正向三角波和正弦波信號(hào)組合，可以得到兩路SPWM信號(hào)，而用反向三角波和正弦波信號(hào)組合，可以得到另外兩路不同的SPWM信號(hào)，一共可得到4路不同的SPWM信號(hào)。參見(jiàn)圖6所示。 圖6中正弦波與正、反向三角波組合排列的位置與全橋功放電路中功放管的排列位置相對(duì)應(yīng)，它們輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)能使功率管按照對(duì)角線的規(guī)律導(dǎo)通和截止。
在正弦波正半周期間，a組中正弦波總是高于反向三角波的幅度，加至單電源比較起的反相端以后，比較器a始終輸出低電平，使左上臂功放管始終截止；此時(shí)雖然d組中的比較器d可以輸出SPWM信號(hào)，但左上臂與右下臂對(duì)角線上的兩組功放管卻不能導(dǎo)通。此時(shí)b組中正弦波總是高于反向三角波的幅度，所以比較器b始終輸出高電平，使左下臂功放管始終飽和導(dǎo)通；而此時(shí)c組中的比較器c卻可以輸出SPWM信號(hào)，所以右上臂與左下臂對(duì)角線上的功放管就能根據(jù)SPWM信號(hào)導(dǎo)通或截止。在正弦波信號(hào)正半周期間，左上臂功放管始終截止，所以全橋功放電路左側(cè)上、下臂的功放管不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通；而右側(cè)上、下功放管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)的極性剛好相反，因此右側(cè)上、下臂的功放管也不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通。 在正弦波負(fù)半周期間，c組中正弦波總是低于正向三角波的幅度，加至單電源比較起的反相端以后，比較器c始終輸出低電平，使右上臂功放管始終截止，此時(shí)雖然b組中的比較器b可以輸出SPWM信號(hào)，但右上臂與左下臂對(duì)角線上的兩組功放管卻不能導(dǎo)通。此時(shí)d組中正弦波總是低于正向三角波的幅度，所以比較器d始終輸出高電平，使右下臂功放管始終飽和導(dǎo)通；而此時(shí)a組中的比較器a卻可以輸出SPWM信號(hào)，所以左上臂與右下臂對(duì)角線上的功放管就能根據(jù)SPWM信號(hào)導(dǎo)通或截止。在正弦波信號(hào)負(fù)半周期間，右上臂功放管始終截止，所以全橋功放電路右側(cè)上、下臂的功放管不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通；而左側(cè)上、下功放管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)的極性剛好相反，因此左側(cè)上、下臂的功放管也不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通。 因此，上述組合正好符合全橋功放電路的要求。 需要說(shuō)明的是，所謂正、反向三角波只是相對(duì)概念，它們相互平等，無(wú)主次之分，這樣的名稱只是便于說(shuō)明問(wèn)題。 四、正弦波信號(hào)和三角波信號(hào)的產(chǎn)生 由調(diào)制電路可知，要產(chǎn)生SPWM信號(hào)，必須要有正弦波信號(hào)和三角波信號(hào)。由于正弦波UPS在無(wú)市電時(shí)也要向負(fù)載提供正弦電壓，所以正弦波信號(hào)和三角波信號(hào)必須由UPS電路自身產(chǎn)生而不能依靠市電正弦電壓。其中三角波的產(chǎn)生比較容易，比較困難的是正弦波信號(hào)。這種由UPS自身產(chǎn)生的正弦波信號(hào)稱為本機(jī)正弦波信號(hào)。 對(duì)本機(jī)正弦波的基本主要求是：頻率為50Hz（或可選60Hz）、幅度要穩(wěn)定，失真度要小，要能被市電同步。 本機(jī)正弦波信號(hào)的產(chǎn)生方式有多種，本文將介紹3中常見(jiàn)方式。即用運(yùn)放電路產(chǎn)生本機(jī)正弦波信號(hào)、用數(shù)字電路產(chǎn)生本機(jī)正弦波信號(hào)和由電腦芯片產(chǎn)生本機(jī)正弦波信號(hào)。 ㈠、用運(yùn)放電路產(chǎn)生本機(jī)正弦波信號(hào) 用運(yùn)放組成的電路可以產(chǎn)生正弦波信號(hào)，在3中方式中電路最簡(jiǎn)單，但失真度也最大，約為3%-5%左右。 圖7所示為PULSE（保時(shí)）500型后備式工頻機(jī)的正弦波形成電路。 電路主要由方波發(fā)生器、二階有源濾波器、差分放大器、Vz電壓發(fā)生電路等構(gòu)成。 4.1 Vz電壓的產(chǎn)生和作用 圖中運(yùn)放IC3C及周邊元件組成了Vz電壓發(fā)生電路。IC3C接成跟隨器電路，其同相輸入端腳接有R56、R57 組成的分壓器，R56、R57的數(shù)值相等，將+12V電壓分壓為1/2，即6V，因此跟隨器腳輸出即為6V。C43、C44為濾波電容，可使Vz電壓更加穩(wěn)定。 我們知道，有些信號(hào)，例如正弦信號(hào)是包含正負(fù)半周的雙極性信號(hào)，運(yùn)放電路要處理雙極性信號(hào)必須使用雙極性電源，但這會(huì)使電路復(fù)雜化。為了使運(yùn)放在采用單電源的情況下也能處理雙極性信號(hào)，采用了Vz電壓。采用Vz電壓后，在12V電源電壓系統(tǒng)中，相當(dāng)于將信號(hào)的X軸沿著Y軸升高了6V，正好位于+12V的中間，給負(fù)半周信號(hào)留出了空間，于是單電源運(yùn)放也能處理雙極性信號(hào)。 4.2 方波信號(hào)發(fā)生器 方波發(fā)生電路由IC3B、W5及周邊元件組成，任務(wù)是產(chǎn)生合乎要求的50Hz方波信號(hào)，參見(jiàn)圖7。 圖中IC3B及周邊元件組成自激振蕩電路，輸出為方波。圖中Vz電壓經(jīng)R59加至運(yùn)放IC3B同相輸入端的腳，作為基準(zhǔn)電壓，C19用來(lái)濾除干擾。R60是反饋電阻，W5、R61為振蕩電阻，C18為振蕩電容，它們的數(shù)值決定了輸出方波的頻率。R58用來(lái)引入市電同步信號(hào)。
假設(shè)開(kāi)機(jī)時(shí)C18上的電壓為0，使IC3B腳為低電平，于是IC3B腳輸出為高電平。此高電平一方面經(jīng)R60反饋回腳，使腳維持高電平，同時(shí)經(jīng)W5、R61對(duì)C18充電，待C18充電至IC3B腳電壓高于腳的基準(zhǔn)電壓時(shí)，IC3B腳電平發(fā)生翻轉(zhuǎn)，由輸出高電平變?yōu)檩敵鰹榈碗娖健Ｄ_的低電平一方面經(jīng)R60反饋回腳，使腳的基準(zhǔn)電壓降低，同時(shí)C18通過(guò)R61、W5放電，待C18放電至IC3B腳上的電壓低于腳的基準(zhǔn)電壓時(shí)，IC3B又一次翻轉(zhuǎn)。C18如此反復(fù)的充電、放電，運(yùn)放IC3B腳輸出端反復(fù)地在高電平和低電平之間跳變，于是產(chǎn)生了正負(fù)交替的矩形方波。 調(diào)節(jié)W5，可調(diào)節(jié)C18的充放電速度，因此調(diào)節(jié)了方波的頻率。另外，R63、W6、R62串接于IC3B輸出端，調(diào)節(jié)W6可以調(diào)節(jié)本機(jī)正弦波的幅度。其原理見(jiàn)圖7中部的等效圖。若W6向總阻值變小的方向調(diào)節(jié)，則無(wú)論IC3B輸出端腳為高電平或低電平，其幅度都向Vz靠攏，所以整個(gè)方波信號(hào)的幅度減小。反之，若W6向總阻值變大的方向調(diào)節(jié)，則IC3B輸出端腳為高電平時(shí)向12V靠攏，而IC3B輸出端為低電平時(shí)向0V（地）靠攏，所以整個(gè)方波信號(hào)的幅度增大。由于正弦波信號(hào)是由方波信號(hào)濾波而得到的，所以調(diào)節(jié)W6也就調(diào)節(jié)了本機(jī)正弦波的幅度。 圖中由R58引入市電同步信號(hào)。我們已經(jīng)知道，C18充電至IC3B腳電壓超過(guò)腳的基準(zhǔn)電壓時(shí)，IC3B輸出端腳即發(fā)生翻轉(zhuǎn)。如果在IC3B接近翻轉(zhuǎn)之前給C18施加一外來(lái)的正向觸發(fā)電平，IC3B即可提前翻轉(zhuǎn)。如果每次在翻轉(zhuǎn)之前都施加相同的外來(lái)正向同步脈沖，電路即被外來(lái)脈沖同步。若此正向觸發(fā)電平由市電取得，電路就能使方波信號(hào)與市電同步，這就是市電同步的原理。 實(shí)現(xiàn)同步的要求是： ⑴U5B自激振蕩的周期必須略短于20mS（50Hz）。即在C18充電至接近IC3B腳的基準(zhǔn)電平時(shí)加入同步信號(hào)，才能使IC3B提前翻轉(zhuǎn)。若IC3B自身的振蕩周期長(zhǎng)于20mS，也就是在IC3B已經(jīng)翻轉(zhuǎn)后同步信號(hào)才到來(lái)，則無(wú)法同步。IC3B自激振蕩的周期可通過(guò)W5來(lái)調(diào)節(jié)。由此可知，此UPS在逆變時(shí)輸出的方步電壓的頻率是略低于50Hz的，因此調(diào)節(jié)W5時(shí)應(yīng)注意在保證可靠同步的條件下盡量接近50Hz。 ⑵同步信號(hào)的幅度必須足夠。顯然，由R58引入的市電同步脈沖的幅度過(guò)小時(shí)，達(dá)不到觸發(fā)電平，不足以使IC3B提前翻轉(zhuǎn)，IC3B便不能被同步，IC3B只能進(jìn)行自激振蕩。當(dāng)然同步信號(hào)也不能過(guò)大，否則C18的放電時(shí)間會(huì)延后，使振蕩周期異常。 4.3 二階有源濾波器 IC3A及周邊元件組成二階低通有源濾波電路，它的任務(wù)是將方波發(fā)生器送來(lái)的方波信號(hào)進(jìn)行濾波，以便得到純凈的正弦波信號(hào)，參見(jiàn)圖7。圖中R64、C20和R65、C21分別是兩級(jí)RC無(wú)源濾波器，RC的數(shù)值決定了濾波電路的截止頻率。此處： R64=R65=300K，C20=C21=10n， 所以該低通二階濾波器的截止頻率為：
（KHz，KΩ，μF） 由于方波信號(hào)中只含有基波的3、5、7…次諧波成分，最低諧波次數(shù)為3次，即150Hz，所以二階濾波器只需濾除150Hz以上的諧波成分，因此并不要求二階濾波器的截止頻率精確的等于50Hz，所以同樣用來(lái)得到50Hz基波的二階濾波電路中的RC參數(shù)略有差異。50Hz的方波信號(hào)經(jīng)過(guò)二階低通濾波器后就得到了純凈的50Hz正弦信號(hào)，這就是我們所需要的本機(jī)正弦波信號(hào)。本機(jī)正弦波信號(hào)經(jīng)C22隔離直流后成為對(duì)稱軸在X軸上的純交流信號(hào)，加至IC3D腳。 4.4 本機(jī)正弦波與反饋正弦波對(duì)稱軸的變化 本機(jī)正弦波被加至IC3D的同相輸入端腳。由于腳經(jīng)R68接至Vz電壓，因而將本機(jī)正弦波信號(hào)的對(duì)稱軸由X軸（即0軸）提升到Vz位置。IC3D的反相輸入端腳經(jīng)R71引入了逆變輸出檢測(cè)變壓器次級(jí)輸出的逆變電壓檢測(cè)信號(hào)。該信號(hào)反映了逆變輸出正弦電壓的大小，稱為反饋正弦波。反饋正弦波信號(hào)原本是對(duì)稱軸在X軸（即0軸）上的純交流信號(hào)，但由于IC3D腳經(jīng)R69接至Vz，所以腳的反饋正弦波信號(hào)的對(duì)稱軸也被升高至Vz位置。R70的作用是將反饋正弦波信號(hào)的最大值限定在12V以下。這樣一來(lái)，當(dāng)本機(jī)正弦波（或反饋正弦波）為0時(shí)，IC3D腳（或腳）電壓為Vz；當(dāng)本機(jī)正弦波（或反饋正弦波）為負(fù)最大值時(shí)，IC3D腳（或腳）電壓接近于0V；當(dāng)本機(jī)正弦波（或反饋正弦波）為正最大值時(shí)，IC3D腳（或腳）電壓略小于12V。其結(jié)果是將本機(jī)正弦波與反饋正弦波的對(duì)稱軸都提升到Vz電壓的位置，以便于以后的調(diào)制。 4.5 差分放大器 IC3C、IC3D及周邊元件組成了差分放大器。它的作用是將本機(jī)正弦波信號(hào)與從逆變輸出端引回來(lái)的反饋正弦波信號(hào)進(jìn)行相減，從IC3D輸出端腳便可得到本機(jī)正弦波信號(hào)與反饋正弦波的差值，稱為差值正弦波。參見(jiàn)圖7。差值正弦波就是我們最終需要的本機(jī)正弦波信號(hào)。 圖中運(yùn)放IC2C為反相輸入放大器。IC2C在這里起自動(dòng)增益調(diào)節(jié)的作用。二階濾波器輸出信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍為0-12V，可能超出IC3D輸入端的動(dòng)態(tài)范圍，使輸出的正弦波信號(hào)發(fā)生失真。設(shè)置了IC2C以后，若IC3D輸出的正弦波信號(hào)幅度大，由IC2C輸出的負(fù)反饋信號(hào)的幅度也大，使IC3D的增益降低。若IC3D輸出的正弦波信號(hào)幅度小，由IC2C輸出的負(fù)反饋信號(hào)的幅度也小，使IC3D的增益升高。可見(jiàn)設(shè)置IC2C以后，IC3D的增益得到了控制，避免了差值正弦波信號(hào)的失真。 在PULSE500型機(jī)中，反饋正弦波的相位必須與本機(jī)正弦波的相位相同。同時(shí)，反饋正弦波的幅度必須小于本機(jī)正弦波的幅度，才能在IC3D輸出端得到相減的結(jié)果。 差值正弦波信號(hào)有自動(dòng)穩(wěn)定逆變輸出電壓的作用。這是因?yàn)椋?/font> 差值正弦波=本機(jī)正弦波-反饋正弦波 當(dāng)逆變輸出電壓升高時(shí)，反饋正弦波幅度增大，與本機(jī)正弦波相減后得到的差值正弦波的幅度減小，結(jié)果經(jīng)過(guò)功放電路后輸出的逆變正弦波幅度降低。而當(dāng)逆變輸出電壓降低時(shí)，反饋正弦波幅度減小，與本機(jī)正弦波相減后得到的差值正弦波的幅度增大，結(jié)果經(jīng)過(guò)功放電路后輸出的逆變正弦波幅度升高。這樣就保持了逆變輸出電壓的穩(wěn)定。 在PULSE500型機(jī)中，反饋正弦波的極性可通過(guò)改變逆變輸出檢測(cè)變壓器引出端來(lái)調(diào)整。因此，在維修中如果需要更換逆變輸出電壓檢測(cè)變壓器，一定要注意其繞制方向。 4.6 三角波形成電路 圖8所示為PULSE500型后備式工頻機(jī)中的三角波形成電路，該電路能產(chǎn)生正、反向三角波。 IC4A、IC4B、IC7A、IC7B、W7及周邊元件組成了三角波發(fā)生電路。它的作用是產(chǎn)生線性良好的等腰三角波信號(hào)。 設(shè)開(kāi)機(jī)時(shí)電容C42兩端電壓為0，C40、C41的連接點(diǎn)K點(diǎn)相當(dāng)于接地。由于開(kāi)機(jī)時(shí)C40來(lái)不及充電，所以使IC4A反相輸入端腳為低電平，其輸出端腳為高電平，加至IC7A腳即RS觸發(fā)器的R端，使其為“1”。與此同時(shí)，C41也來(lái)不及充電，所以IC4B同相輸入端腳電壓也為低電平，使輸出端腳為低電平，加至IC7B腳即RS觸發(fā)器的S端，使其為“0”。根據(jù)或非門RS觸發(fā)器真值表，當(dāng)R=1，S=0時(shí)，
端為“1”，即約為12V。此12V經(jīng)W7、R113加至C40、C41連接點(diǎn)K點(diǎn)，使K點(diǎn)電位突然升高至12V。
此后12V經(jīng)R114向C40充電，使IC4A腳電壓逐漸升高，同時(shí)端的12V經(jīng)W7、R113向C41充電，使IC4B腳電壓逐漸降低。一段時(shí)間后，IC4A腳電壓充至高于腳電壓時(shí)，IC4A輸出端腳翻轉(zhuǎn)為“0”，即R端為“0”。同時(shí)，IC4B腳電壓充至高于腳電壓時(shí)，IC4B輸出端腳翻轉(zhuǎn)為“1”即S端為“1”。 根據(jù)或非門RS觸發(fā)器真值表，當(dāng)R=0，S=1時(shí)，端為“0”，即為0V。此0V經(jīng)W7、R113加至C40、C41連接點(diǎn)K點(diǎn)，使K點(diǎn)電位降低為0V。 上述過(guò)程不斷反復(fù)。于是電路利用R114、C40，R117、C41和W7、R113的充放電過(guò)程，即可在C40正端和C41負(fù)端產(chǎn)生兩組大小相等、極性相反的三角波信號(hào)。為了電路分析方便，我們將C40正端產(chǎn)生的三角波稱為正向三角波，將C41負(fù)端產(chǎn)生的三角波稱為反向三角波。 C40、C41的連接點(diǎn)K位于+12V和地的中間，即Vz的電位。當(dāng)C40、C41充放電時(shí)，C40正端電壓在+12V與Vz之間擺動(dòng)，所以C40正端輸出的正向三角波的幅度在Vz與+12V之間，最大幅度為6V。而C41負(fù)端輸出的反三角波的幅度在Vz與0V（即地）之間，最大幅度為6V。 由于R114、R117和C40、C41的數(shù)值較大，充放電時(shí)形成的曲線的線性良好。又由于充放電的時(shí)間常數(shù)一樣，因此得到的正、反向三角波是線性良好的等腰三角波。 顯然，調(diào)節(jié)W7，可調(diào)節(jié)充放電回路的時(shí)間常數(shù)，也就調(diào)節(jié)了三角波信號(hào)的頻率。 ㈡、用數(shù)字電路產(chǎn)生本機(jī)正弦波信號(hào) 用數(shù)字電路也可以產(chǎn)生正弦波信號(hào)，由此構(gòu)成的整機(jī)的失真度在3%以下。 圖9所示為KSTAR（科仕達(dá)）-GP802型工頻機(jī)中正弦波信號(hào)的產(chǎn)生電路。 4.7 計(jì)數(shù)脈沖發(fā)生器 計(jì)數(shù)脈沖發(fā)生器由U7及周邊元件組成，任務(wù)是產(chǎn)生計(jì)數(shù)脈沖，并且此計(jì)數(shù)脈沖必須能與市電同步。 U7（HA17555）及周邊元件構(gòu)成了自激多諧振蕩器，其工作原理已有大量文章分析，本文只作必要說(shuō)明。 參見(jiàn)圖9。U7的自激振蕩頻率由VR3調(diào)節(jié)。市電頻率的同步脈沖信號(hào)經(jīng)R64加至U7外同步端腳。于是，有市電時(shí)U7的振蕩頻率受市電同步控制，與市電頻率一致，無(wú)市電時(shí)的振蕩頻率由U7的外圍元件決定。根據(jù)該電路結(jié)構(gòu)，U7輸出的計(jì)數(shù)脈沖的頻率應(yīng)在19.2KHz左右，周期應(yīng)為52μS左右，U7腳的輸出波形參見(jiàn)圖9。 需要注意的是，在此以及稍后談及的周期或頻率，只是近似的整數(shù)，實(shí)際上從最后得到的50Hz正弦波向U7推算，這些周期或頻率都不一定是整數(shù)，但這并不影響電路的分析。
4.8 分頻電路 分頻電路由U6B、U19A、U19B及周邊元件組成，其任務(wù)是將U7輸出的計(jì)數(shù)脈沖的頻率降低到要求的數(shù)值。電路參見(jiàn)圖9，波形圖和計(jì)數(shù)狀態(tài)表參見(jiàn)圖10。 U6B（4013）為D觸發(fā)器，被觸發(fā)時(shí)其輸出端Q端的電位與D端電位一致。U6B在這里接成2分頻電路。假設(shè)開(kāi)始時(shí)U6B的Q端為1，
端為0。當(dāng)?shù)?個(gè)計(jì)數(shù)脈沖上升沿加至腳CK端時(shí)，由于D端接至端，為0，所以Q端為0，端為1。當(dāng)?shù)?個(gè)計(jì)數(shù)脈沖上升沿到來(lái)時(shí)，由于D端接至端，為1，所以Q端為1，端為0。當(dāng)?shù)?個(gè)計(jì)數(shù)脈沖上升沿到來(lái)時(shí)，由于D端接至端，為0，所以Q端為0，
端為1。可見(jiàn)，連續(xù)兩個(gè)計(jì)數(shù)脈沖的上升沿到來(lái)，U6B輸出端只產(chǎn)生一個(gè)脈沖下降沿。所以U6B輸出的脈沖周期比U7輸出的計(jì)數(shù)脈沖的周期長(zhǎng)了一倍，而頻率只有計(jì)數(shù)脈沖的一半，因此稱為2分頻電路。這樣，U6B輸出的脈沖周期約為104μS左右。 U6B端輸出的脈沖信號(hào)一路
送至計(jì)數(shù)器U19A，另一路經(jīng)C37偶合送至三角波發(fā)生器。由此可見(jiàn)，正弦波與三角波有一個(gè)共同的來(lái)源，因此它們有著固定的相位關(guān)系。 U19A（4518）為二-十進(jìn)制加計(jì)數(shù)器。其CLK端接地，所以是下降沿觸發(fā)。R端接地，所以U19A無(wú)復(fù)位功能。當(dāng)U6B的端輸出第1個(gè)下降沿時(shí)，U19A的Q0端輸出為0，當(dāng)U6B的端輸出第2個(gè)下降沿時(shí)，U19A的Q0端輸出為1，當(dāng)U6B的端輸出第3個(gè)下降沿時(shí)，U19A的Q0端輸出為0，依次類推。可見(jiàn)U6B輸出的脈沖信號(hào)，經(jīng)過(guò)U19A處理后，周期又延長(zhǎng)了一倍，頻率又降低為原來(lái)的一半，因此U19A的Q0端輸出的脈沖信號(hào)的周期為208μS。其波形參見(jiàn)圖10。 U19B的CLK端也接地，所以也是下降沿觸發(fā)。由圖9可見(jiàn)，頻率選擇開(kāi)關(guān)JP6擲于50Hz位置，因此，只有第6個(gè)脈沖到來(lái)時(shí)Q1、Q2端才同為1，D70、D71組成的與門輸出才為1，此時(shí)U19B被復(fù)位，此后每6個(gè)脈沖即1.25mS復(fù)位一次，參見(jiàn)圖10中U19B（4518）的計(jì)數(shù)狀態(tài)表。 U19B的Q2端向U5的CLK端輸出時(shí)鐘脈沖，由于U19B每1.25mS復(fù)位一次，所以Q2輸出的時(shí)鐘脈沖也是每1.25mS一個(gè)脈沖。 如果頻率選擇開(kāi)關(guān)擲于60Hz位置，則只有Q0、Q1同為1時(shí)，D70、D71組成的與門的輸出才為1，U19B才能復(fù)位。所以U19B每5個(gè)脈沖即1.04mS復(fù)位一次，向U5CLK端輸出的時(shí)鐘脈沖也為1.04mS。 U7（NE555）輸出的周期約為52μS的脈沖信號(hào)，經(jīng)過(guò)U6B、U19A分頻、計(jì)數(shù)后，變換為1.25mS的時(shí)鐘脈沖信號(hào)，送至階梯波形成電路。 4.9 階梯波形成電路 階梯波形成電路由可預(yù)置加減計(jì)數(shù)器U2、U5、U6A、三極管Q3及周邊元件組成。其功能是根據(jù)分頻電路送來(lái)的脈沖形成階梯波。參見(jiàn)圖9。 U5（4029）為4位二/十進(jìn)制可預(yù)置加/減計(jì)數(shù)器，在這里接成二進(jìn)制加/減計(jì)數(shù)器，未用其預(yù)置數(shù)和進(jìn)、借位功能。U2（4051）為8通道雙向多路選擇器。U6A（4013）為D觸發(fā)器。 U1A接成跟隨器。正常情況下，階梯波關(guān)閉信號(hào)為低電平，故U1A輸出端腳為低電平。此低電平的一路加至電阻網(wǎng)絡(luò)的左端，另一路加至運(yùn)放U1B的反相輸入端腳，U1B接成反相器，其輸出為高電平。此高電平的一路加至電阻網(wǎng)絡(luò)的右端，另一路加至模擬開(kāi)關(guān)U3A的腳，而U3A的腳與4051的輸出端X端相連接。 由分頻電路送來(lái)的脈沖加至4029時(shí)鐘脈沖輸入端CLK端，每1.25mS一個(gè)。4029的Q0、Q1、Q2這3個(gè)輸出端分別與4051的A、B、C這3個(gè)輸入端相連接，4029的Q3端分別與U6A的R（復(fù)位）端、4051的INH（禁止）端、4016的腳（控制端）相連接。 參見(jiàn)圖11。假設(shè)開(kāi)始時(shí)4029的輸出端Q3-Q0均為0。其中Q3為0，使U6A“復(fù)位”無(wú)效，使4051“禁止”無(wú)效，使4016被關(guān)閉。4029的Q2、Q1、Q0為0，則4051的地址端C、B、A也為0，使其輸出端X與輸入端X0接通。與此同時(shí)，Q2、Q1、Q0為0，使二極管D28、D29、D30組成的或門輸出為0，Q3截止，其集電極輸出高電平加至U6A的CLK端。由于U6A的D端接至Vcc，因此U6A輸出端Q端為高電平，加至4029的
端，使4029處于加計(jì)數(shù)狀態(tài)。
當(dāng)?shù)?個(gè)時(shí)鐘脈沖到來(lái)時(shí)，4029的Q3、Q2、Q1、Q0分別為0001，4051的C、B、A為001，于是X1與X接通。第2個(gè)時(shí)鐘脈沖到來(lái)時(shí)，C、B、A分別為010，X2與X接通。依次類推。當(dāng)?shù)?個(gè)時(shí)鐘脈沖到來(lái)時(shí)，Q3、Q2、Q1、Q0為0111，C、B、A為111，X7與X接通。第8個(gè)脈沖到來(lái)時(shí)，Q3、Q2、Q1、Q0為1000。 由于Q3為1，使U6A的復(fù)位端R有效。此時(shí)本來(lái)Q2、Q1、Q0為0，使Q3截止，其集電極的高電平會(huì)向U6A的CLK端輸入高電平，使U6A的Q端為高電平。但是由于4013是復(fù)位優(yōu)先，即當(dāng)4013的S接地，R端為1時(shí)，無(wú)論CLK端為何狀態(tài)，Q端均為0電平狀態(tài)。此0電平接至4029的
端，使4029轉(zhuǎn)為減計(jì)數(shù)狀態(tài)，參見(jiàn)圖9中U6A（4013）的真值表。 4029的Q3為1，還使4051的INH（禁止）端有效，使本來(lái)Q2、Q1、Q0為0時(shí)X7與X的連接被切斷。但此時(shí)因Q3為1，使模擬開(kāi)關(guān)U3A的腳為高電平，因此U3A開(kāi)通，將U1B腳輸出的高電平與電阻網(wǎng)絡(luò)的右端、4051的輸出端X端連接到一起。因此，第8個(gè)時(shí)鐘脈沖到來(lái)時(shí)，X=X8，即X端與X8相連接。 當(dāng)?shù)?個(gè)時(shí)鐘脈沖到來(lái)時(shí)，由于4029工作于減計(jì)數(shù)狀態(tài)，其輸出Q3、Q2、Q1、Q0為0111，4013的R端、4051的INH端均無(wú)效，U3A關(guān)閉，4051的X與X7相連接。依次類推。第16個(gè)時(shí)鐘脈沖到來(lái)時(shí)，4029的Q3、Q2、Q1、Q0的輸出為0000，其中Q2、Q1、Q0的000使D28、D29、D30組成的或門輸出為0，Q3截止，其集電極高電平送入4013的CLK端，由于4013的D端為1，故4013的Q端輸出為1，送至4029的
端，使4029轉(zhuǎn)為加計(jì)數(shù)狀態(tài)。由此可見(jiàn)，4051的輸出端X端的狀態(tài)是X0-X1-X2……X7-X8-X7-X6……X1-X0-X1-X2……，上述過(guò)程不斷重復(fù)。
如果將整個(gè)曲線移至X軸上方，使得正弦曲線的底部剛好在X軸上，則X0對(duì)應(yīng)于正弦電壓的最小值，X8對(duì)應(yīng)于正弦電壓的最大值。我們將正弦曲線的上升段在X軸方向上平均切割為8段，從下至上分別標(biāo)為X0-X8。由于是正弦波，所以這8段曲線在Y軸方向上的高度是不相等的，但我們可以計(jì)算出這8段曲線在最大幅值中所占的比例，然后再換算為對(duì)應(yīng)的電阻值，取其近似值，就可得到一組8只電阻網(wǎng)絡(luò)。這8只電阻將正弦電壓的上升段分為8組電壓值，分別對(duì)應(yīng)于正弦曲線的8段幅值。由于正弦曲線的下降段與上升段是完全對(duì)稱的，所以下降段也被切為8段，用同一組網(wǎng)絡(luò)電阻來(lái)對(duì)應(yīng)。 實(shí)際的電阻網(wǎng)絡(luò)由R30-R37等八只電阻組成，參見(jiàn)圖9所示。其接點(diǎn)分別為X0-X8，其中X0-X7分別接至4051的X0-X7腳，X8接至U1B輸出端腳。如前所述，當(dāng)時(shí)鐘脈沖連續(xù)到來(lái)時(shí)，4051的輸出端X端的狀態(tài)是X0-X1-X2…… X7-X8-X7-X6……X1-X0-X1-X2……，不斷重復(fù)循環(huán)。其形狀好比階梯不斷上上下下，形成為階梯波，參見(jiàn)圖12。由于網(wǎng)絡(luò)電阻R30-R37已事先按照正弦規(guī)律計(jì)算好，所以每一階梯的電壓值必然是近似的按照正弦規(guī)律變化的，整個(gè)階梯波也是按照正弦波規(guī)律變化的，在其輸出端接一個(gè)二階濾波器，就可以得到完美的正弦波電壓了。 實(shí)際上，正弦曲線的中軸在X軸上，或是在X軸的上、下方，對(duì)上述分析并無(wú)實(shí)質(zhì)影響。另外，從圖12的曲線上看，X4點(diǎn)剛好在中軸上。由X4沿著X軸向左向右移動(dòng)相同的距離，正弦曲線的變化幅度是一樣的，也就是說(shuō)X4-X5和X4-X3在Y軸方向的距離相等。顯然，（X5-X6）與（X3-X2），（X6-X7）與（X2-X1），（X7-X8）與（X1-X0）也是一樣的規(guī)律。所以網(wǎng)絡(luò)電阻中R33=R37，R32=R36，R31=R35，R30=R34。 當(dāng)然正弦曲線也可以切割得比8段多或者比8段少，但切得過(guò)多將使電路變的復(fù)雜，切得過(guò)少會(huì)使得階梯波的精度不夠，影響正弦波的質(zhì)量。從實(shí)際效果來(lái)看，切為8段既有很好的波形，電路又不復(fù)雜，是最好的選擇。 4.10 階梯波形成電路的控制 ⒈階梯波的控制原理 由前述階梯波可知，電阻網(wǎng)絡(luò)的一端為高電平，另一端為低電平，兩端的電位差越大，輸出的階梯波的幅度也越大。如果兩端電平相等，則輸出的階梯波幅度為0。 圖9中U1A是跟隨器，U1B是反相器。因此我們?nèi)绻沟肬1A的腳為3V，則U1A的腳也為3V，加至X0端，使X0端為3V。同時(shí)U1A腳的3V經(jīng)U1B反相后變?yōu)?V（在0-12V電源系統(tǒng)中，0V反相為12V，3V反相為9V，6V反相仍為6V等），加至X8端，使X8端為9V，此時(shí)輸出的階梯波幅度在6V左右。 顯然，調(diào)節(jié)U1A腳電壓的大小，就能調(diào)節(jié)階梯波的幅度。 ⒉階梯波的開(kāi)啟與關(guān)閉 我們通過(guò)D1可對(duì)階梯波電路進(jìn)行開(kāi)通與關(guān)閉控制。當(dāng)D1正極為低電平時(shí)，D1截止，對(duì)電路無(wú)影響，階梯波電路處于開(kāi)通狀
態(tài)。當(dāng)D1正極為6V（Vz時(shí)），U1A腳為6V，腳也為6V，所以X0端為6V。經(jīng)U1B反相后，U1B腳輸出為6V，加至X8端，于是X0端X8端均為6V。這樣一來(lái)，無(wú)論U2中的地址怎樣變化，X端始終為6V，經(jīng)二階濾波器濾波后輸出為0，相當(dāng)于階梯波被關(guān)閉。 4.11 三角波形成電路 圖13所示為KSTAR-GP802型工頻機(jī)中的三角波形成電路，其作用是產(chǎn)生正、反向兩組三角波，并與本機(jī)正弦波具有固定的相位關(guān)系。 三角波發(fā)生器由運(yùn)放U16B及周邊元件構(gòu)成積分電路，此電路可將方波信號(hào)積分成三角波信號(hào)。 同步脈沖經(jīng)C37、R111加至U16B的反相輸入端腳。當(dāng)同步脈沖上升沿輸入時(shí)，U16B腳電位將高于腳的Vz電位，此時(shí)U16B輸出端腳本應(yīng)立即為低電平0V，但同步脈沖通過(guò)R111對(duì)C46充電，其極性為左正右負(fù)，使得U16B腳電壓只能緩慢下降，形成三角波的一條斜邊。最后U16B腳降為低電平0V，也就是三角波的底部在0點(diǎn)上。由于充電時(shí)間常數(shù)較大，形成的曲線比較平直。 同步脈沖下降沿到來(lái)時(shí)，U16B腳電位將低于腳電位，此時(shí)U16B腳本應(yīng)立即升高，但由于C46將通過(guò)R111放電后又反向充電，充電后的極性為右正左負(fù)，使U16B腳電壓只能逐漸降低，而U16B腳電壓逐漸上升，形成三角波的另一條斜邊。由于放電時(shí)間常數(shù)與充電時(shí)相同，形成的曲線也比較平直。當(dāng)C46充電至U16B腳電壓低于腳電壓時(shí)，同步脈沖上升沿又到來(lái)，使U16B腳電壓下降，并不斷重復(fù)。 由上述過(guò)程可知，U16B腳的輸出波形是以腳的電壓高于或低于腳電壓即Vz電壓為轉(zhuǎn)折點(diǎn)的，而腳電壓又通過(guò)C46與腳電壓相關(guān)連，當(dāng)同步脈沖高于Vz時(shí)，U16B腳電壓開(kāi)始下降。當(dāng)同步脈沖低于Vz時(shí)，U16B腳電壓開(kāi)始上升。因此輸出三角波的幅度在0-Vz之間，并且是反向三角波。 電路中的R135、R136、C65等的作用是改善三角波的線性，使得輸出的三角波為線性良好的等邊三角形。 由于SPWM調(diào)制電路需要正、反向兩組三角波信號(hào)，所以中設(shè)置了由U16A及周邊元件構(gòu)成的反相器電路，將U16B輸出的反向三角波反相后得到正向三角波信號(hào)。 另外，由于三角波是由同步脈沖激發(fā)，而同步脈沖與階梯波為同一個(gè)來(lái)源，所以正、反向三角波與正弦波具有固定的相位關(guān)系。 ㈢、由電腦芯片產(chǎn)生本機(jī)正弦波信號(hào)
在作者剖析的若干工頻機(jī)中，電腦芯片在工頻機(jī)中所起的作用較小，主要是參與顯示和遙控，拆掉電腦芯片部分，稍加改動(dòng)，機(jī)器仍能工作。而在在作者剖析的高頻機(jī)中，電腦芯片則擔(dān)任著重要的工作，沒(méi)有電腦芯片部分，機(jī)器根本無(wú)法工作。 遺憾的是作者未能搜集到有關(guān)的軟件程序，所以只能就硬件部分進(jìn)行探討。 在高頻機(jī)中，本機(jī)正弦波信號(hào)的產(chǎn)生過(guò)程主要在電腦芯片中完成，最后由電腦芯片輸出幅度為5V、頻率為50Hz、調(diào)寬的、受市電同步控制的方波脈沖信號(hào)，經(jīng)二階有源濾波器濾波后即可得到高質(zhì)量的本機(jī)正弦波信號(hào)。結(jié)果電路大為簡(jiǎn)化，但本機(jī)正弦信號(hào)的質(zhì)量卻大幅度提高，使整機(jī)失真度在1%以下。 4.11 正弦波形成電路 圖14所示為SANTAK-1K3N型高頻機(jī)中的正弦波形成電路。 電腦芯片通過(guò)市電檢測(cè)電路和逆變檢測(cè)電路檢測(cè)到市電電壓和逆變電壓的頻率、相位等參數(shù)，并依據(jù)這些參數(shù)輸出幅度為5V，頻率為50Hz、調(diào)寬的、相位與市電一致的方波。該方波經(jīng)C27偶合至由運(yùn)放U8C及周邊元件構(gòu)成的二階低通濾波器，從濾波器輸出幅度為5V、頻率為50Hz，相位與市電一致的正弦電壓，即本機(jī)正弦波。本機(jī)正弦波經(jīng)偶合電容C117隔直后輸出。 由此可見(jiàn)，由于在高頻機(jī)中正弦波的產(chǎn)生主要由電腦芯片完成，因此電路大為簡(jiǎn)化。 4.12 三角波形成電路
圖15所示為SANTAK-1K3N型高頻機(jī)中的三角波形成電路。三角波形成電路的任務(wù)是向SPWM電路提供線性良好的三角波，此三角波與本機(jī)正弦波具有固定的相位關(guān)系，并且能與市電同步。 運(yùn)放U8D及周邊元件組成了積分電路，此電路可將方波信號(hào)積分成三角波信號(hào)。 電腦芯片輸出的19.2KHz的方波脈沖經(jīng)C40、R2偶合至三角波發(fā)生器U8D的反相輸入端腳。U8D及周邊元件組成了一個(gè)積分電路，它將輸入的方波積分成三角波。方波的頻率、相位由CPU內(nèi)部程序決定，與本機(jī)正弦波的頻率有著整數(shù)倍的同步關(guān)系，而三角波的頻率、相位則與該方波一致。 三角波發(fā)生器U8D腳輸出的三角波為等腰三角形，線性良好，頻率為19.2KHz，加至SPWM調(diào)制電路的輸入端。 五、正弦脈寬調(diào)制（SPWM）信號(hào)電路 有了正弦波信號(hào)和三角波信號(hào)以后，就可以用正弦信號(hào)去調(diào)制三角波信號(hào)，以便得到符合要求的SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。
5.1 后備式工頻機(jī)SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)形成電路 圖16為PULSE500型后備式工頻機(jī)的SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)形成電路。由于該型機(jī)采用了推挽功放電路，因
此需要2路SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。 圖中正弦波信號(hào)同時(shí)加至IC4C反相輸入端腳和IC4D同相輸入端腳。反向三角波信號(hào)加至IC4C同相輸入端腳，正向三角波信號(hào)加至IC4D反相輸入端腳。于是，從IC4C腳和IC4D腳輸出的就可以輸出兩路大小相等、極性相反的SPWM信號(hào)。 與非門IC6A、IC6B為控制閥門。IC6A腳與IC6B腳同時(shí)接至閥門控制端。當(dāng)閥門控制端為低電平時(shí)，兩與非門關(guān)閉，SPWM信號(hào)被切斷，逆變電路停止輸出。當(dāng)閥門控制端為高電平時(shí)，兩與非門開(kāi)通，SPWM信號(hào)被分別反相后加至反向驅(qū)動(dòng)電路，由反向驅(qū)動(dòng)電路輸出后驅(qū)動(dòng)功率管。 圖17為PULSE500型后備式工頻機(jī)的SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)的波形。 由圖可見(jiàn)，在正弦信號(hào)的正半周期間，IC4C反相輸入端腳的正弦信號(hào)始終高于同相輸入端腳的反向三角波信號(hào)，因此IC4C輸出端腳始終輸出為低電平。經(jīng)控制閥門IC6A與反向驅(qū)動(dòng)電路兩次反相后仍保持為低電平，加至功率管基極后使得上臂功率管QA處于始終截止的狀態(tài)。 此期間IC4D腳卻能按調(diào)制規(guī)律輸出SPWM信號(hào)，使下臂功率管QB按照SPWM的規(guī)律開(kāi)通或截止，在輸出端形成正弦信號(hào)的正半周。 而在正弦信號(hào)的負(fù)半周期間，IC4D同相輸入端腳的正弦信號(hào)始終低于反相輸入端腳的正向三角波信號(hào)，因此IC4D輸出端腳始終輸出為低電平。經(jīng)控制閥門IC6A與反向驅(qū)動(dòng)電路兩次反相后仍保持為低電平，加至功率管基極后使得下臂功率管QB處于始終截止?fàn)顟B(tài)。 而此期間IC4C腳卻能按調(diào)制規(guī)律輸出SPWM信號(hào)，使上臂功率管QA按照SPWM的規(guī)律開(kāi)通或截止，在輸出端形成正弦信號(hào)的負(fù)半周。 于是，在正弦信號(hào)的一個(gè)周期內(nèi)，下臂功率管輸出正弦信號(hào)正半周的SPWM波形，此時(shí)上臂功率管保持截止。上臂功率管輸出正弦信號(hào)負(fù)半周的SPWM波形，此時(shí)下臂功率管保持截止。在輸出端經(jīng)合成電路合成為完整的、純凈的正弦波電壓。 5.2 在線式工頻機(jī)SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)形成電路 圖18 所示為KSTAR-GP802型工頻機(jī)的SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)形成電路。由于該型機(jī)采用了全橋功放電路，因此需要4路獨(dú)立的SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。 ⒈本機(jī)正弦波 正弦波形成電路輸出的本機(jī)正弦波信號(hào)經(jīng)C124、R224偶合至選頻放大器U29C的反相輸入端腳，參見(jiàn)圖18 ⒉反饋正弦波 反饋正弦波來(lái)自逆變檢測(cè)變壓器次級(jí)繞組，反饋正弦波的幅度反映了逆變輸出電壓的幅度。反饋正弦波經(jīng)R181、R189、C110、R190、R208、C115、R206等電阻電容組成的RC網(wǎng)絡(luò)后加至選頻放大器U29C的反相輸入端腳。需要注意的是，這里的反饋正弦波的相位必須與本機(jī)正弦波的相位相反，且反饋正弦波的幅度應(yīng)小于本機(jī)正弦波的幅度，否則電路不能正常工作，甚至發(fā)生損壞。反饋正弦波的極性可以通過(guò)改變逆變檢測(cè)變壓器初級(jí)或次級(jí)的引出端來(lái)調(diào)整。
⒊差值正弦波 本機(jī)正弦波和反饋正弦波同時(shí)加至U29C的腳，但是由于反饋正弦波的相位與本機(jī)正弦波相反，同時(shí)反饋正弦波的幅度小于本機(jī)正弦波。因此它們?cè)谶x頻放大器的腳形成了相減的關(guān)系（當(dāng)然也可理解為加負(fù)），即本機(jī)正弦波減去反饋正弦波，其結(jié)果仍為正弦波，稱為差值正弦波。 ⒋值正弦波的穩(wěn)壓作用 我們已經(jīng)知道，差值正弦波＝本機(jī)正弦波－反饋正弦波，其中本機(jī)正弦波的幅度是相對(duì)穩(wěn)定的，而反饋正弦波的幅度正比于逆變輸出電壓的幅度。如果因負(fù)載等方面的原因，逆變輸出電壓的幅度發(fā)生波動(dòng)，例如當(dāng)逆變輸出電壓升高時(shí)，反饋正弦波的幅度增大，差值正弦波的幅度減小，經(jīng)功放電路后使輸出的逆變正弦波的幅度回落。而當(dāng)逆變輸出電壓的幅度降低時(shí)，反饋正弦波的幅度減小，差值正弦波的幅度增大，經(jīng)功放電路后使輸出的逆變正弦波的幅度上升。因此，差值正弦波具有穩(wěn)定逆變輸出電壓的作用。 ⒌選頻放大器 選頻放大器由U29C及周邊元件組成，其作用一是產(chǎn)生差值正弦波并將其進(jìn)行放大，二是賦予差值正弦波一定的直流分量，參見(jiàn)圖18。 運(yùn)放U29C的反相輸入端與輸出端之間接有由C121、R209、C116、R222等組成的反饋網(wǎng)絡(luò)，形成了具有選頻特性的放大電路。于是，從U29C腳即可輸出所需的差值正弦波信號(hào)。 由于調(diào)制電路的需要，差值正弦波的對(duì)稱軸必須升高至Vz位置，這是通過(guò)R210接Vz實(shí)現(xiàn)的。為了精確的調(diào)節(jié)差值正弦波的對(duì)稱軸，在U29C的同相輸入端腳接有由R210、C138及R248、VR5等組成的分壓電路，使U29C輸出的差值正弦波的對(duì)稱軸在Vz值上。調(diào)整VR5，可以微調(diào)差值正弦波的對(duì)稱軸的高低，稱為平衡調(diào)整。 ⒍三角波形成電路 三角波發(fā)生器由運(yùn)放U16B及周邊元件構(gòu)成積分電路，其作用是產(chǎn)生三角波，并與本機(jī)正弦波具有固定的相位關(guān)系，其工作過(guò)程已如前所述。 由三角波形成電路的工作過(guò)程可見(jiàn)，U16B腳的輸出波形是以腳的電壓高于或者低于腳電壓即Vz電壓為轉(zhuǎn)折點(diǎn)的，而腳電壓又通過(guò)C46與腳電壓相關(guān)連，當(dāng)同步脈沖高于Vz時(shí)，U16B腳電壓開(kāi)始下降。當(dāng)同步脈沖低于Vz時(shí)，U16B腳電壓開(kāi)始上升。因此輸出三角波的幅度在0-Vz之間。 ⒎反相器電路 根據(jù)三角波形成電路的工作過(guò)程可知，其輸出的三角波為反向三角波。由于產(chǎn)生4路SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)還需要一路正向三角波，所以電路中將反向三角波送入U(xiǎn)16A及周邊元件構(gòu)成的反相器，經(jīng)反相后便得到了正向三角波信號(hào)。 由于正向三角波的幅度在0-Vz之間，所以反向三角波的幅度應(yīng)在Vz-12V之間。 ⒏正弦波和三角波的定位 全橋功放電路采用的是單極性調(diào)制方式。在這種方式中，正弦波信號(hào)的對(duì)稱軸應(yīng)當(dāng)位于Vz（即電源電壓的二分之一）軸上，其最小幅值接近于0，最大幅值接近于電源電壓Vc。反向三角波（或正向三角波）應(yīng)當(dāng)位于Vz與Vc之間，正向三角波（或反向三角波）應(yīng)當(dāng)位于0與Vz之間，參見(jiàn)圖5“單極性調(diào)制”。 在GP802型機(jī)中，電源電壓為12V，所以正弦波信號(hào)的對(duì)稱軸位于Vz（即6V）軸上，其最小幅值接近于0，最大幅值接近于12V。反向三角波位于Vz（6V）與Vcc（12V）之間，正向三角波則位于0與Vz（6V）之間。在這種條件下，所有運(yùn)放都可在單電源下工作。 需要說(shuō)明的是，由于差值正弦波的正、負(fù)半周是連續(xù)不斷出現(xiàn)的，所以其相位的相反與否已失去了意義，重要的是調(diào)制電路輸出的必須是兩路相位相反的SPWM信號(hào)。但根據(jù)習(xí)慣，本文在繪制一個(gè)周期的正弦信號(hào)的時(shí)候，總是把正半周畫(huà)在前面，負(fù)半周畫(huà)在后面。 ⒐正弦波和三角波的分配 由選頻放大器U29C輸出的正弦波分別加至U25C的同相輸入端腳、U25A的反相輸入端腳、U25B的同相輸入端的腳以及U25D的反相輸入端腳。而正向的三角波加至U25A的同相輸入端腳和U25B的反相輸入端腳。反向三角波加至U25C的反相輸入端腳和U25D的同相輸入端腳。這樣就形成了一種特定的組合關(guān)系，以便于全橋功放電路相配合。 5.3 高頻機(jī)SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)形成電路 圖19所示為SANTAK-1K3N型高頻機(jī)的SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)形成電路。由于該型機(jī)采用了半橋功放電路，因此只需要2路獨(dú)立的SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。 ⒈機(jī)正弦波 從二階濾波器U8C腳輸出的本機(jī)正弦波信號(hào)經(jīng)C117、R70偶合至選頻放大器U8B的反相輸入端腳，參見(jiàn)圖19。 ⒉反饋正弦波 反饋正弦波來(lái)自逆變檢測(cè)電路，反饋正弦波的幅度反映了逆變輸出電壓的幅度。反饋正弦波經(jīng)R22、R23、R24與R134分壓后，再經(jīng)R7、R62、C28、R64構(gòu)成的選頻網(wǎng)絡(luò)后加至選頻放大器U8B的反相輸入端腳。在1K3N機(jī)中，反饋正弦波的相位已由電路結(jié)構(gòu)決定，而反饋正弦波的幅度則由上述阻容元件決定，使其小于本機(jī)正弦波的幅度。 ⒊差值正弦波 本機(jī)正弦波和反饋正弦波同時(shí)加至U8B的腳，但是由于反饋正弦波的相位與本機(jī)正弦波相反，同時(shí)反饋正弦波的幅度小于本機(jī)正弦波。因此它們?cè)谶x頻放大器的腳形成了相減的關(guān)系，即本機(jī)正弦波減去反饋正弦波，其結(jié)果仍為正弦波，稱為差值正弦波。
⒋差值正弦波的穩(wěn)壓作用 與工頻機(jī)一樣，由于差值正弦波＝本機(jī)正弦波－反饋正弦波，而本機(jī)正弦波的幅度是穩(wěn)定的，因此，差值正弦波具有穩(wěn)定逆變輸出電壓的作用。 ⒌選頻放大器 運(yùn)放U8B的反相輸入端與輸出端之間接有由C32、R73、R17、C17組成的RC網(wǎng)絡(luò)，U8B便構(gòu)成了選頻放大器，它可使輸出電壓的幅度大于輸入電壓，并且更加純凈。差值正弦波加至運(yùn)放U8B的反相輸入端腳，而由U8A腳加入的是自動(dòng)基準(zhǔn)電平校正電壓。因此，由U8B輸出端腳輸出的是校正了直流分量的、被反相了180°的、頻率為50Hz的、放大了的差值正弦波。此差值正弦波經(jīng)R117隔離后加至U12B反相輸入端腳。 ⒍正弦波和三角波的定位 半橋功放電路采用的是雙極性調(diào)制方式。在1K3N型機(jī)中，正弦波信號(hào)和三角波信號(hào)的對(duì)稱軸都在0軸上，其最小幅值接近于-6V，最大幅值接近于+6V，其中正弦波信號(hào)的幅度略小于三角波信號(hào)的幅度。 在這種情況下，SPWM調(diào)制電路中的運(yùn)放必須在雙電源（即正、負(fù)電源）下工作。 ⒎基準(zhǔn)電平校正電路 本機(jī)正弦波和反饋正弦波相減后，得到的差值正弦波的直流電平會(huì)發(fā)生變化，而SPWM調(diào)制電路需要差值正弦波的對(duì)稱軸位于0軸的位置，為此在SANTAK-1K3N機(jī)中設(shè)置了自動(dòng)基準(zhǔn)電平校正電路，它由運(yùn)放U8A、ZD7、ZD1及周邊元件組成。 逆變輸出電壓經(jīng)R19、R20、R21、CN3/5、R6加至運(yùn)放U8A腳，U8A及周邊元件組成反相器，使引入的逆變輸出電壓反相。圖中C12是濾波電容，可使引入的逆變輸出電壓更加穩(wěn)定。C11是反饋電容，使越高的頻率負(fù)反饋越強(qiáng)，運(yùn)放增益越低，因此可以消除高頻干擾。反相器U8A的輸出端腳接有反向串聯(lián)的穩(wěn)壓管ZD7、ZD1，它們使U8A腳的輸出電壓限幅在±3.3V + 0.7= ± 4.0V。圖中R56是ZD7和ZD1的限流電阻。限幅后的逆變輸出采樣電壓經(jīng)R61、R63分壓后加至運(yùn)放U8B的腳。 若逆變輸出電壓不含直流分量，則逆變反饋電壓也不含直流分量，即都以X軸（0軸）為對(duì)稱軸，經(jīng)U8A反相后輸出的逆變反饋電壓雖然反相，但仍不含直流分量，仍以X軸為對(duì)稱軸。 因?yàn)槟孀兎答侂妷号c逆變輸出電壓反相180°，若逆變輸出電壓含有正值的直流分量，即對(duì)稱軸上移，則逆變反饋電壓的對(duì)稱軸將下移，經(jīng)U8A反相后對(duì)稱軸上移。上移的幅度被ZD7、ZD1限制在+3.3V+0.7V= +4V與0V之間。上移的反饋電壓經(jīng)R61、R63分壓后得到的采樣電壓，送入選頻放大電路的腳，使選頻放大電路的基準(zhǔn)電壓上升，于是選頻放大電路的輸出電壓的對(duì)稱軸下移，最終使逆變輸出電壓的對(duì)稱軸下移。逆變輸出電壓的對(duì)稱軸上移的越多，則選頻放大電路的基準(zhǔn)電壓下降的也越多，結(jié)果使逆變輸出電壓的直流分量保持為0，對(duì)稱軸始終在X軸上。 當(dāng)逆變輸出電壓含有負(fù)值直流分量時(shí)的反映過(guò)程與上述過(guò)程相似，最終使逆變輸出電壓的直流分量為0。 ⒏反相器電路
參見(jiàn)圖19及圖20。經(jīng)過(guò)直流電平校正的差值正弦電壓經(jīng)運(yùn)放U12B、U12C及周邊元件構(gòu)成的兩級(jí)反相器反相后，加至由比較器U10A構(gòu)成的PWM調(diào)制電路的反相輸入端腳。設(shè)置反相器的作用是可以利用反相器輸出阻抗低的特點(diǎn)，改善電路的偶合特性，同時(shí)還可以充分利用一片封裝內(nèi)的運(yùn)放電路。 ⒐下臂電路 由運(yùn)放U10A產(chǎn)生的SPWM電壓，分為兩路輸出。一路經(jīng)R18隔離后加至與門U11A（4081）的、腳，U11A的、腳還接有D11，將SPWM的負(fù)半周過(guò)濾掉。該路SPWM信號(hào)最終送至半橋功放的下臂電路，參見(jiàn)圖20. ⒑死區(qū)電壓
逆變輸出電路分為上、下兩臂，上、下兩臂的功率管只能輪流導(dǎo)通，一旦同時(shí)導(dǎo)通就會(huì)損壞。雖然上、下兩臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)是反相的，一臂導(dǎo)通時(shí)另一臂會(huì)截止，但由于功率管的截止需要一定時(shí)間，上、下兩臂的功率管仍有可能在交接瞬間同時(shí)導(dǎo)通。為了確保上下兩臂的功率管不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通，在驅(qū)動(dòng)信號(hào)中設(shè)置有“死區(qū)電壓”。 死區(qū)電壓的作用是：當(dāng)一個(gè)臂的功率管截止時(shí)，另一個(gè)功率管并不立即導(dǎo)通，而是延遲一段時(shí)間后再導(dǎo)通，上下兩臂均如此安排，這樣就從根本上消除了上下兩臂功率管同時(shí)導(dǎo)通的可能性。死區(qū)電壓存在的時(shí)間，即延遲時(shí)間，視具體電路而不同，通常在數(shù)μS之內(nèi)。 參見(jiàn)圖20，電路中R84、D14、C39即是死區(qū)電壓形成電路。當(dāng)與門U11A輸入端、腳電壓為上升沿時(shí)，輸出端腳為高，此時(shí)D14截止，此高電平通過(guò)R84對(duì)C39充電，由于R84數(shù)值較大（20K），充電較慢。 而當(dāng)與門U11A輸入端、腳電壓為下降沿時(shí)，輸出
端腳為低，此時(shí)D14導(dǎo)通，C39通過(guò)D14放電，顯然放電比充電快的多，于是方波脈沖的上升沿經(jīng)過(guò)這里時(shí)被滯后了。而此上升沿反映到逆變輸出電路中是使上臂功率管導(dǎo)通，結(jié)果是當(dāng)下臂截止時(shí)上臂要延遲一段時(shí)間才導(dǎo)通，這就達(dá)到了防止上下臂功率管同時(shí)導(dǎo)通的目的。參見(jiàn)圖21所示。下臂中信號(hào)的延遲過(guò)程與此相同。 ⒒SPWM控制電路 參見(jiàn)圖20。經(jīng)延遲處理后的SPWM電壓送至與門U11C腳，U11C接至SPWM控制端。當(dāng)SPWM控制端為“1”時(shí)，與門打開(kāi)，SPWM得以輸出，當(dāng)控制端為“0”時(shí)，與門關(guān)閉，SPWM通道被切斷。在這里與門U11C相當(dāng)于一個(gè)控制開(kāi)關(guān)。 ⒓SPWM驅(qū)動(dòng)電路 SPWM電壓從U11C腳輸出后，進(jìn)入驅(qū)動(dòng)門電路U13A。U13型號(hào)為ULN2003，這是一種具有驅(qū)動(dòng)能力的反相器（或稱功率非門），輸出電壓為50V，輸出電流可達(dá)500mA。SPWM電壓經(jīng)U13A反相后再經(jīng)R88隔離，送入逆變電路。 ⒔上臂電路 由調(diào)制電路輸出的SPWM電壓，另一路送入運(yùn)放U10B的反相輸入端腳。U10B構(gòu)成一個(gè)反相器，將整形電路輸出的SPWM脈沖反一次相，此后的過(guò)程與上臂相似。于是在SPWM驅(qū)動(dòng)電路的輸出端得到了大小相等、相位相反的兩路SPWM脈沖，參見(jiàn)圖20、圖22。 六、功放電路 6.1 D類功率放大器電路的特點(diǎn) UPS作為一種電源設(shè)備，其效率是十分重要的。UPS的效率主要取決于功率放大器，對(duì)同一機(jī)器來(lái)說(shuō)，效率的提高就意味著輸出功率的增大，而在一定的輸出功率下，效率的提高就意味著能耗的減小。這對(duì)于節(jié)省能源、減小設(shè)備體積和重量以及降低用戶的運(yùn)行成本都有很大的實(shí)際意義。因此，提高功率放大器的效率一直是UPS開(kāi)發(fā)人員關(guān)注的重要課題，它推動(dòng)了功率放大器技術(shù)的不斷發(fā)展。 通常，根據(jù)工作點(diǎn)的位置，將功放電路分為甲類（A類）、乙類（B類）和甲乙類（AB類）三大類。其中： 甲類工作點(diǎn)位于負(fù)載線的中點(diǎn)，理論效率為50%。 乙類工作點(diǎn)位于截止點(diǎn)，理論效率為78.5%。 甲乙類工作點(diǎn)略高于截止點(diǎn)，理論效率略低于乙類。 對(duì)于甲類、乙類和甲乙類放大器而言，由于功率管工作在特性曲線的放大區(qū)，集電極電流比較大而集電極電壓比較高，因而功率管的集電極耗散功率也比較大，放大器的效率就難以繼續(xù)提高。 提高效率的有效途徑是使功率管工作于開(kāi)關(guān)狀態(tài)。即當(dāng)功率管飽和導(dǎo)通時(shí)，集電極電流很大而集電極電壓很低，趨于0；當(dāng)功率管截止時(shí)，集電極電壓很高而集電極電流很小，趨于0。因?yàn)楹纳⒐β蕿榧姌O電壓和集電極電流的乘積，所以功率管的集電極耗散功率就很小，理想的條件下趨于0。由于這種放大器中的功率管是以開(kāi)關(guān)方式工作，所以又稱為開(kāi)關(guān)模式功率放大器，分類為D類（丁類）放大器。 逆變器中的功率放大器就是采用的D類放大器，它的理想效率為100%，實(shí)際效率可做到90%以上。 因?yàn)镈類放大器中的功率管工作于開(kāi)關(guān)狀態(tài)，所以集電極電壓和集電極電流是一連串的矩形波，它包含豐富的諧波成分，因此需在輸出端加接濾波網(wǎng)絡(luò)，濾除不需要的諧波分量，這樣才可以在負(fù)載上得到所需的基波電壓和基波電流，完成功率放大的任務(wù)。 D類放大器雖然效率得到了提高，但帶來(lái)了新的問(wèn)題。由于D類放大器效率得到提高的根本原因是功率管工作于開(kāi)關(guān)狀態(tài)。因此，放大器的輸出電壓與激勵(lì)信號(hào)之間沒(méi)有線性關(guān)系。這樣，D類放大器就不能放大幅度變化的模擬信號(hào)，而只能放大等幅不等寬的方波信號(hào)。對(duì)于逆變器總體而言，我們需要放大的是正弦信號(hào)，因此必須事先將正弦信號(hào)加工成等幅調(diào)寬信號(hào)后，才能送入D類放大器進(jìn)行放大。而經(jīng)過(guò)放大后又要將其還原成正弦波信號(hào)。這就是為什么在逆變功放電路中不能在像音頻功放中那樣直接將正弦信號(hào)放大，而要將其轉(zhuǎn)換為SPWM信號(hào)的原因。 在放大器的輸出端，由于在放大過(guò)程中輸出電流在等效負(fù)載上不斷反向，偶次諧波相互抵消，輸出的最低諧波是三次，所以，負(fù)載上的波形較好。 綜合對(duì)D類放大器的分析可知： ⒈功率管的飽和壓降Vces越小，放大器的效率越高。若Vces→0，則η→100%。 ⒉若忽略Vces，則放大器的輸出功率與電源電壓的平方成正比。所以，選擇較高的電源電壓，對(duì)于提高輸出功率和提高效率都是有利的。 逆變電路中常見(jiàn)的半橋功放電路和全橋功放電路即由D類放大器組成。 6.2 全橋功放電路 圖23為KSTAR-GP802型工頻機(jī)中的全橋驅(qū)動(dòng)及功放電路。 GP-802機(jī)的功放電路采用了全橋結(jié)構(gòu)，這種電路采用的是單極性調(diào)制方式，相應(yīng)的需要4組隔離驅(qū)動(dòng)信號(hào)電路、4組功率器件和3組驅(qū)動(dòng)電源。功率器件的大小視整機(jī)輸出功率的大小而定，輸出功率較小時(shí)可采用MOSFET管，較大時(shí)應(yīng)采用IGBT管。在全橋功放電路中，采用單組工作電源，電源的負(fù)極接地。 在全橋式功放電路中，所需的4路不同相位和極性的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，是通過(guò)正弦波信號(hào)和正、反向三角波的不同組合來(lái)得到，已如前文所述。
在圖23中，正弦波和三角波是這樣組合的：SPWM調(diào)制由U25C、U25A、U25B、U25D完成。U25C的同相輸入端加入的是差值正弦信號(hào)，反相輸入端加入的是反相三角波信號(hào)；U25A的反相輸入端加入的是差值正弦信號(hào)，同相輸入端加入的是三角波信號(hào)；U25B的同相輸入端加入的是差值正弦信號(hào)，反相輸入端加入的是三角波信號(hào)；U25D的反相輸入端加入的是差值正弦信號(hào)，同相輸入端加入的是反相三角波信號(hào)。這樣，從U25C腳、U25A腳、U25B腳和U25D腳就可以輸出調(diào)制好了的SPWM方波信號(hào)了。 圖23中R160、R188、R161、R187為L(zhǎng)M339的上拉電阻。 ⒉死區(qū)電壓 和高頻機(jī)一樣，工頻機(jī)中也要設(shè)置死區(qū)電壓。圖23中C96、C100、C97、C109死區(qū)電壓形成電容。其作用是將功率管驅(qū)動(dòng)脈沖的上升沿向后延遲，使得同一側(cè)上、下兩臂功率管中一臂功率管截止時(shí)另一臂功率管并不馬上導(dǎo)通，而是延遲一段時(shí)間再導(dǎo)通，其波形如圖24所示。這樣就可以避免同一側(cè)上、下兩臂功率管同時(shí)導(dǎo)通的可能性。死區(qū)時(shí)間視功率管的結(jié)構(gòu)、大小和功率電路的不同而不同，一般為數(shù)μS。 ⒊輸出閥門 當(dāng)電路出現(xiàn)故障時(shí)，需要關(guān)閉正弦波SPWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)，因此在SPWM調(diào)制電路與隔離驅(qū)動(dòng)電路之間設(shè)有輸出閥門，以便在需要時(shí)關(guān)閉或者打開(kāi)閥門。 輸出閥門由與非門U30A、U30B、U26A、U26B構(gòu)成，參見(jiàn)圖23。這4個(gè)與非門各有一端連在一起，接至輸出閥門控制端，一旦輸出閥門端為低電平，4個(gè)與非門立即關(guān)閉，切斷了正弦波驅(qū)動(dòng)信號(hào)的通路。當(dāng)輸出閥門端為高電平時(shí)，4個(gè)法門均開(kāi)通，恢復(fù)正弦波驅(qū)動(dòng)信號(hào)的通路。 C137為旁路電容，可將輸出閥門端的干擾濾除。 ⒋隔離驅(qū)動(dòng)電路 4組正弦波驅(qū)動(dòng)信號(hào)是共地信號(hào)，而4組功率管卻有3個(gè)參考端，因此正弦波驅(qū)動(dòng)信號(hào)與功率管之間必須采用隔離驅(qū)動(dòng)電路。 隔離驅(qū)動(dòng)電路由光耦U31、U32、U33、U34（均為TLP250）和驅(qū)動(dòng)三極管Q19-Q26及周邊元件組成，參見(jiàn)圖23。 TLP250的、腳為空腳。腳為內(nèi)部發(fā)光二極管的正極，腳為發(fā)光二極管的負(fù)極，腳為驅(qū)動(dòng)電源負(fù)極，腳為驅(qū)動(dòng)電源正極，、腳為光耦輸出端。 以最上面的一路隔離驅(qū)動(dòng)電路為例。當(dāng)U34（TLP250）腳為低電平時(shí)，內(nèi)部發(fā)光二極管導(dǎo)通，光耦輸出端、腳為高電平，此時(shí)Q22導(dǎo)通而Q26截止，驅(qū)動(dòng)信號(hào)從Q22和Q26的發(fā)射極連接點(diǎn)輸出，驅(qū)動(dòng)輸出為高點(diǎn)平。當(dāng)U34腳為高電平時(shí)，內(nèi)部發(fā)光二極管截止，光耦輸出端、腳為低電平，此時(shí)Q22截止而Q26導(dǎo)通，驅(qū)動(dòng)信號(hào)從Q22和Q26的發(fā)射極連接點(diǎn)輸出，驅(qū)動(dòng)輸出為低電平。 圖中R245為消振電阻，防止電路中可能出現(xiàn)的自激振蕩而損壞驅(qū)動(dòng)管。R246為Q26基極的偏置電阻，用以確定Q26的工作點(diǎn)。R273為自給負(fù)偏壓電阻。當(dāng)上驅(qū)動(dòng)管飽和、下驅(qū)動(dòng)管截止時(shí)，R273可壓低下驅(qū)動(dòng)管發(fā)射極電位，使基極電位高于發(fā)射極電位，因而使下驅(qū)動(dòng)管可靠截止。而當(dāng)上驅(qū)動(dòng)管截止、下驅(qū)動(dòng)管飽和時(shí)，R273可抬高上驅(qū)動(dòng)管發(fā)射極電位，使基極電位低于發(fā)射極電位，因而使上驅(qū)動(dòng)管可靠截止。R275為驅(qū)動(dòng)輸出的負(fù)載電阻，ZD13、ZD14為驅(qū)動(dòng)信號(hào)的穩(wěn)壓二極管。R275上的電壓經(jīng)ZD13、ZD14后穩(wěn)定在±18V之間，R274為限流電阻，用以限制流過(guò)ZD13、ZD14的電流。 其它3組驅(qū)動(dòng)電路的元件作用和工作過(guò)程與此相似。 ⒌功率管電路 GP802機(jī)的功率管電路采用了H型全橋功放電路。電路用了4組MOSFET功率管組成橋式結(jié)構(gòu)的4個(gè)臂，每臂功率管的數(shù)量視輸出功率而定，參見(jiàn)圖23。GP-802機(jī)輸出為2KVA，每一臂使用了3只功率管，4臂共用了12只功率管（功放電路板上有24只功率管的位置，GP-802型機(jī)中只間隔安裝了12只功率管）。工作時(shí)以對(duì)角線上的功率管為單位動(dòng)作，當(dāng)一組對(duì)角線上的功率管導(dǎo)通時(shí)，另一組對(duì)角線上的功率管則截止，并互相交替。由于在驅(qū)動(dòng)信號(hào)中設(shè)有死區(qū)時(shí)間，所以不會(huì)發(fā)生同一側(cè)功率管同時(shí)導(dǎo)通的可能。 圖中T0為合成變壓器，或稱輸出變壓器。當(dāng)左上方功率管Q1、Q3、Q5和右下方功率管Q16、Q18、Q20導(dǎo)通時(shí)，左下方的功率管Q11、Q13、Q15和右上方的功率管Q6、Q8、Q10截止。此時(shí)
功放電流自左向右流過(guò)合成變壓器初級(jí)線圈，形成輸出電壓的半個(gè)波形。而當(dāng)左上方功率管Q1、Q3、Q5和右下方功率管Q16、Q18、Q20截止時(shí)，左下方的功率管Q11、Q13、Q15和右上方的功率管Q6、Q8、Q10導(dǎo)通。此時(shí)功放電流自右向左流過(guò)合成變壓器初級(jí)線圈，形成輸出電壓的另一半波形。結(jié)果在合成變壓器初級(jí)線圈上就可以形成完整的輸出電壓波形。但此時(shí)輸出電壓還不是正弦波，在合成變壓器的次級(jí)接有合成電容C0，C0與T0形成了濾波電路，將輸出電壓中的高頻成分（即載波）濾除，在輸出端就得到了純凈的正弦電壓。 圖中C1、C2、C3、C6、C8為功放電壓（BUS電壓）的濾波電容，因?yàn)楣Ψ烹娐返碾娏鬏^大，所以濾波電容的容量也較大，一般用若干只大容量的電容并聯(lián)使用。 ⒍全橋功放電路的導(dǎo)通過(guò)程 KSTAR-GP802型機(jī)全橋功放電路的導(dǎo)通過(guò)程參見(jiàn)圖25。 ⑴全橋功放電路的導(dǎo)通規(guī)律 在H型全橋功放電路中，功放管是按對(duì)角線的形式導(dǎo)通和截止的，也就是當(dāng)Q1、Q3、Q5（簡(jiǎn)稱為QA）和Q16、Q18、Q20（簡(jiǎn)稱為QB）導(dǎo)通時(shí)，Q6、Q8、Q10（簡(jiǎn)稱為QC）和Q11、Q13、Q15（簡(jiǎn)稱為QD）必定截止，此時(shí)功放電流從左至右流過(guò)合成電感（輸出變壓器）初級(jí)線圈T0-1。而QC和QD導(dǎo)通時(shí)，QA和QB必定截止，此時(shí)功放電流從右至左流過(guò)合成電感（輸出變壓器）初級(jí)線圈T0-1。于是在合成電感的輸出繞組中就可以得到正負(fù)變化的交流電壓。 ⑵輸入正弦波信號(hào)正半周時(shí) 由圖25可見(jiàn)，在正弦波的正半周，QC基極的驅(qū)動(dòng)信號(hào)有可能使其導(dǎo)通，其規(guī)律為：凡是在U25C腳的三角波低于腳的正弦波的區(qū)間，U25C腳輸出為就高電平，經(jīng)與非門和同相隔離驅(qū)動(dòng)電路后使QC飽和導(dǎo)通。而在腳三角波高于腳正弦波的區(qū)間，U25C腳輸出就為低電平，經(jīng)與非門和同相隔離驅(qū)動(dòng)電路后使QC截止。與此同時(shí)，由于U25B同相輸入端腳的正弦波電壓始終高于反相輸入端腳的三角波電壓，其輸出端腳始終為高電平，經(jīng)與非門和同相隔離驅(qū)動(dòng)電路后使QD始終飽和導(dǎo)通。 在正弦波正半周時(shí)，U25A反相輸入端腳的正弦波電壓始終高于同相輸入端腳的三角波電壓，其輸出端腳始終為低電平，經(jīng)與非門和同相隔離驅(qū)動(dòng)電路后使QA始終截止。而QB基極的驅(qū)動(dòng)信號(hào)有可能使QB導(dǎo)通，其規(guī)律是：凡是在U25D腳的三角波高于腳的正弦波電壓的區(qū)間，U25D腳就為高電平，經(jīng)與非門和同相隔離驅(qū)動(dòng)電路后使QB導(dǎo)通。但是，由于QA始終截止，所以左上-右下對(duì)角線即QA、QB不能導(dǎo)通。 這樣一來(lái)，右上-左下對(duì)角線即QC、QD就處于開(kāi)通狀態(tài)，產(chǎn)生的功放電流的方向是自右向左流過(guò)合成電感的初級(jí)繞組T0-1，其大小按照SPWM脈沖電壓的寬度變化規(guī)律。而此時(shí)QA、QB則處于截止?fàn)顟B(tài)。 從兩側(cè)功放管來(lái)看，由于QA始終截止，所以左側(cè)上下兩功放管不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通。而雖然QC、QB均有可能導(dǎo)通，但將它們的驅(qū)動(dòng)波形對(duì)照后可發(fā)現(xiàn)剛好相反，一個(gè)導(dǎo)通時(shí)另一個(gè)必然截止，所以右側(cè)上下兩功放管也不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通。 ⑶輸入正弦波信號(hào)負(fù)半周時(shí) 在正弦波的負(fù)半周，由于U25D反相輸入端腳的正弦波電壓始終低于同相輸入端腳的三角波電壓，所以無(wú)論三角波幅度如何，U25D腳均輸出高電平，經(jīng)與非門和隔離驅(qū)動(dòng)電路后使QB始終飽和導(dǎo)通，而在U25A中，凡是三角波電壓高于正弦波電壓的區(qū)間，U25A腳就輸出高電平，經(jīng)與非門和隔離驅(qū)動(dòng)電路后使QA飽和導(dǎo)通。與此同時(shí)，由于U25C同相輸入端腳的正弦波電壓始終低于反相輸入端的三角波電壓，其輸出端始終輸出低電平，經(jīng)與非門和隔離驅(qū)動(dòng)電路后使QC始終截止。 在正弦波的負(fù)半周，QD基極的驅(qū)動(dòng)信號(hào)有可能使其導(dǎo)通，其規(guī)律為：凡是在U25B反相輸入端腳的三角波低于腳的正弦電壓區(qū)間，U25B腳就輸出高電平，經(jīng)與非門和隔離驅(qū)動(dòng)電路后使QD飽和導(dǎo)通。與此同時(shí)，U25C同相輸入端腳的正弦波電壓始終低于反相輸入端的三角波電壓，其輸出端腳始終為低電平，經(jīng)與非門和同相隔離驅(qū)動(dòng)電路后使QB始終截止。 這樣一來(lái)，左上-右下對(duì)角線即QA、QB就處于開(kāi)通狀態(tài)，產(chǎn)生的功放電流的方向是自左向右流過(guò)合成電感的初級(jí)繞組T0-1，其大小按照SPWM脈沖電壓的寬度變化規(guī)律。而此時(shí)QC、QD則處于截止?fàn)顟B(tài)。
從兩側(cè)功放管來(lái)看，由于QC始終截止，所以右側(cè)上下兩功放管不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通。而雖然QA、QD均有有可能導(dǎo)通，但將它們的驅(qū)動(dòng)波形對(duì)照后可發(fā)現(xiàn)剛好相反，一個(gè)導(dǎo)通時(shí)另一個(gè)必然截止，所以左側(cè)上下兩功放管也不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通。 ⑷逆變電壓的輸出 功放管電流的大小和方向按照SPWM脈沖信號(hào)的規(guī)律不斷變化，流過(guò)合成電感（輸出變壓器）T0的初級(jí)繞組T0-1后，在次級(jí)繞組T0-2中產(chǎn)生感生電壓。合成電感T0是具有漏感的變壓器，與合成電容C0組成諧振電路，經(jīng)合成電路后即可輸出純凈的正弦波功率電壓。也可以理解為用電容C0將輸出電壓中的高頻諧波成分濾除后，得到了純凈的正弦波功率電壓。如前所述，由于SPWM信號(hào)中只含有調(diào)制信號(hào)（即50Hz基波）的17、19次高次諧波，所以合成電感和合成電容的數(shù)值都較小，和普通功放電路相比，不但效率高，而且諧振濾波電路的體積小，重量輕，成本低，性能好 ⒎驅(qū)動(dòng)電源電路 圖23、圖25中上面兩組功率管QA、QC的驅(qū)動(dòng)信號(hào)以各自功率管的“S”極為參考點(diǎn)，所以兩組驅(qū)動(dòng)信號(hào)不能共地，因而就需要用兩組驅(qū)動(dòng)電源。下面兩組功率管QD、QB的驅(qū)動(dòng)信號(hào)也以各自功率管的“S”極為參考點(diǎn)，但這兩組功率管的“S”極是連接在一起的，所以這兩組驅(qū)動(dòng)信號(hào)是共地的。但是下面兩組驅(qū)動(dòng)信號(hào)與上面兩組驅(qū)動(dòng)信號(hào)中的任一組都不共地，它們的參考點(diǎn)各自獨(dú)立，所以一共需要3組驅(qū)動(dòng)電源。 3組驅(qū)動(dòng)電源的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單而相似，參見(jiàn)圖23所示，此處不再介紹。 6.3 半橋功放電路 圖26為SANTAK-1K3N型高頻機(jī)中的半橋驅(qū)動(dòng)及功放電路。 1K3N機(jī)的功放電路采用了半橋結(jié)構(gòu)，這種電路采用的是雙極性調(diào)制方式，相應(yīng)的需要2組隔離驅(qū)動(dòng)信號(hào)、2組驅(qū)動(dòng)電源和2組功率器件。功率器件的大小視整機(jī)輸出功率的大小而定，輸出功率較小時(shí)可采用MOSFET管，較大時(shí)應(yīng)采用IGBT管。在半橋功放電路中，采用雙組工作電源，即±BUS電壓，其中點(diǎn)接地。 ⒈驅(qū)動(dòng)小板電路 在SANTAK-1K3N機(jī)中，將部分功能電路制作在小電路板上，再垂直插焊在主電路板上，這樣的小電路板一共有7塊。功放電路中的驅(qū)動(dòng)電路就分別制作在兩塊小電路板上，稱為驅(qū)動(dòng)小板，標(biāo)號(hào)為DUR/MODULE。兩塊驅(qū)動(dòng)小板的結(jié)構(gòu)完全一樣，功放電路的上下臂各用一塊。 驅(qū)動(dòng)小板的原理圖參見(jiàn)圖26中虛線框內(nèi)電路。 ⑴驅(qū)動(dòng)電源電路 逆變驅(qū)動(dòng)電源電路的作用是向逆變驅(qū)動(dòng)電路提供+18V、-12V的工作電壓。 開(kāi)關(guān)電源小板中的開(kāi)關(guān)變壓器TX201次級(jí)輸出的開(kāi)關(guān)電源脈沖，經(jīng)接插件CN11/1、CN700/1、CN11/2、CN700/2、D700送入驅(qū)動(dòng)小板內(nèi)的開(kāi)關(guān)變壓器TX700的初級(jí)兩端。D700的作用是隔離掉負(fù)方向的脈沖。TX700次級(jí)感生出的脈沖電壓，經(jīng)D701整流，C703、C704濾波，得到直流電壓，再經(jīng)ZD702、ZD703穩(wěn)壓后，形成驅(qū)動(dòng)三極管所需的+18V，-12V驅(qū)動(dòng)電源電壓。正驅(qū)動(dòng)電壓加至上驅(qū)動(dòng)管Q702的集電極，負(fù)驅(qū)動(dòng)電壓加至下驅(qū)動(dòng)管Q703的集電極，正負(fù)驅(qū)動(dòng)電壓的公共點(diǎn)，即ZD702、ZD703的連接點(diǎn)為驅(qū)動(dòng)輸出的0點(diǎn)，經(jīng)接插件CN700/9、CN11/9輸出作為輸入信號(hào)的參考點(diǎn)。 R705是ZD702的限流電阻，它的作用如下：+18V電壓提供了驅(qū)動(dòng)電壓的動(dòng)態(tài)范圍，-12V則用來(lái)保證驅(qū)動(dòng)管和功率管的可靠截止。ZD702、ZD703串聯(lián)后的穩(wěn)壓值之和為30V，若整流濾波后的電壓低于30V，則ZD702、ZD703均不能擊穿，+18V和-12均不能穩(wěn)定。有了R705以后，它可以保證ZD702開(kāi)機(jī)后很快便能導(dǎo)通，產(chǎn)生穩(wěn)定的+18V電壓。 ⑵驅(qū)動(dòng)小板的隔離電路 圖中U701（TLP250）是一種可直接驅(qū)動(dòng)小功率MOSFET和IGBT的功率型光耦，由日本東芝公司生產(chǎn)，其最大驅(qū)動(dòng)電流達(dá)1.5A。選用TLP250光耦既保證了功率驅(qū)動(dòng)電路與PWM脈寬調(diào)制電路的可靠隔離，又具備了驅(qū)動(dòng)MOSFET的能力，使驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)化。 TLP250為雙列直插8腳封裝。圖中TLP250的、腳為空腳。腳為內(nèi)部發(fā)光二極管正極，腳為內(nèi)部發(fā)光二極管負(fù)極。腳為內(nèi)部上驅(qū)動(dòng)管集電極，腳為內(nèi)部下驅(qū)動(dòng)管的集電極，、腳在內(nèi)部連接在一起，為輸出端。 圖26中U701腳經(jīng)接插件CN700/3、CN11/3、R115、接插件CN3/9接至+5V。這樣，當(dāng)U701腳為高電平時(shí)內(nèi)部發(fā)光二極管截止，U701、腳輸出為高電平，上驅(qū)動(dòng)管飽和，下驅(qū)動(dòng)管截止，驅(qū)動(dòng)小板輸出端經(jīng)接插件CN700/9、CN11/9輸出高電平。而當(dāng)U701腳為低電平時(shí)內(nèi)部發(fā)光二極管導(dǎo)通，U701、腳輸出為低電平，上驅(qū)動(dòng)管截止，下驅(qū)動(dòng)管飽和，驅(qū)動(dòng)小板輸出端經(jīng)接插件CN700/9、CN11/9輸出低電平。 ⑶驅(qū)動(dòng)小板的驅(qū)動(dòng)電路 驅(qū)動(dòng)電路分為上下兩臂，兩臂電路完全相同。現(xiàn)以上臂為例加以說(shuō)明，參見(jiàn)圖26。 上臂逆變隔離驅(qū)動(dòng)電路由光偶U701（TLP250），驅(qū)動(dòng)管Q702、Q703及周邊元件組成。當(dāng)TLP250腳為高時(shí)，TLP250內(nèi)部二極管截止，光偶、腳輸出為低，逆變驅(qū)動(dòng)管Q702截止，
Q703導(dǎo)通，由接插件CN11/9輸出-12V電壓，與其相連的逆變功率管截止。當(dāng)TLP250腳為低時(shí)，TLP250內(nèi)部二極管導(dǎo)通，光偶、腳輸出為高，逆變驅(qū)動(dòng)管Q702導(dǎo)通，Q703截止，由接插件CN13/9輸出+18V電壓，與其相連的逆變功率管飽和導(dǎo)通。 圖中R707為消振阻尼電阻，消除電路中的自激振蕩因素。R708、R709為自給負(fù)偏壓電阻。當(dāng)上驅(qū)動(dòng)管飽和、下驅(qū)動(dòng)管截止時(shí)，R708、R709可壓低下驅(qū)動(dòng)管發(fā)射極電位，使基極電位高于發(fā)射極電位，因而使下驅(qū)動(dòng)管可靠截止。而當(dāng)上驅(qū)動(dòng)管截止、下驅(qū)動(dòng)管飽和時(shí)，R708、R709可抬高上驅(qū)動(dòng)管發(fā)射極電位，使基極電位低于發(fā)射極電位，因而使上驅(qū)動(dòng)管可靠截止。 ⒉功率管及周邊電路 SANTAK-1K3N機(jī)的半橋功放電路由逆變功率管及周邊元件組成。 ⑴逆變功率管 本機(jī)逆變功率電路采用半橋結(jié)構(gòu)，因此逆變驅(qū)動(dòng)電路分為上臂電路和下臂電路，每臂使用了一只IGBT功率管，分別為Q13和Q12。它們輪流導(dǎo)通，分別產(chǎn)生正負(fù)半周PWM波形，經(jīng)合成電路后形成完整的正弦波電壓輸出。 ⑵阻尼電阻 上下臂的阻尼二極管分別為R54和R40，參見(jiàn)圖26。設(shè)置阻尼電阻的原因如下： 由于功率管的柵極與驅(qū)動(dòng)電路間的連線不可避免的存在著分布電感和分布電容，在驅(qū)動(dòng)電壓的激勵(lì)下很容易引起自激振蕩，使功率管無(wú)法正常工作甚至損壞。為消除這一危險(xiǎn)，通常在功率管的柵極串接一個(gè)小阻值的電阻，對(duì)振蕩進(jìn)行阻尼。阻尼電阻的取值很重要，若阻值過(guò)大，將限制驅(qū)動(dòng)電流，降低前后沿陡度，加大導(dǎo)通損耗。因此，柵極電阻不能太大，只要抑制振蕩就行，通常在數(shù)十Ω以下，功率越大阻值應(yīng)越小。同時(shí)，在布線時(shí)應(yīng)當(dāng)盡量縮短?hào)艠O與驅(qū)動(dòng)電路之間的距離。 ⑶加速二極管 設(shè)置了阻尼電阻以后，驅(qū)動(dòng)信號(hào)為低電平時(shí)功率管柵極中的電荷不能迅速泄放，使得功率管不能立即截止，降低了功率管的反應(yīng)速度，為此在逆變功率管的驅(qū)動(dòng)電路中設(shè)置了加速二極管。 上下臂的加速二極管分別為D22和D21，參見(jiàn)圖26。其作用是：當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)為負(fù)時(shí)，功率管截止，此時(shí)加速二極管導(dǎo)通，將阻尼二極管短路，為反向基極電流提供一個(gè)低阻抗的通路，使基極電流能更快的泄放掉，以利于下一周期的導(dǎo)通。加速二極管應(yīng)采用快速開(kāi)關(guān)管，通常使用1N4148即可。電路中加速二極管還串有一只電阻R55和R38，用以限制瀉放電流的大小。 ⑷柵負(fù)壓電阻 柵負(fù)壓電阻分別為R53和R37，參見(jiàn)圖26。設(shè)置柵負(fù)壓電阻的原因如下： 在部分電路中，使功率管截止的驅(qū)動(dòng)電壓為0V，而功率管柵極只要有0.2V-0.7V即可導(dǎo)通，截止管很容易受到干擾而誤導(dǎo)通。在上下臂結(jié)構(gòu)的電路中，這會(huì)引起上下管同時(shí)導(dǎo)通而造成損壞。設(shè)置柵負(fù)壓電阻以后，以功率管Q13為例，Q13的柵極G通過(guò)柵負(fù)壓電阻接至源極S。當(dāng)Q13截止時(shí)，U10、腳為負(fù)電壓，電流由S極→R53→R54→Q703E→極，在R53上產(chǎn)生左負(fù)右正的電壓，將Q13G極拉負(fù)，使Q13深度截止，消除了誤導(dǎo)通的可能性。R37的工作過(guò)程與R53一樣。 ⑸吸收電路 吸收電路分別由R4、C11和R1、C3組成，參見(jiàn)圖24。其作用是： 如前所述，在死區(qū)期間，由于導(dǎo)通管突然截止，將在分布電感、分布電容中將感應(yīng)出數(shù)倍于BUS電壓的感生電壓，使功率管擊穿損壞。這種感生電壓的特點(diǎn)是幅度高、寬度窄，常稱為尖峰脈沖。尖峰脈沖的幅度、寬度隨電路的形式和功率的不同而不同，因此吸收電路的結(jié)構(gòu)是多種多樣的。 在本電路中，當(dāng)截止管兩端出現(xiàn)尖峰脈沖時(shí)，可通過(guò)R4、C11和R1、C3吸收電路消耗掉，從而保護(hù)了功率管。 ⒊正弦波合成電路 逆變功率電路輸出的是連續(xù)的、寬度不同的方波，必須還原成正弦波，這一任務(wù)由正弦波合成電路來(lái)完成。 正弦波合成電路由合成電感L1，合成電容C2組成，它們構(gòu)成了LC濾波器。通過(guò)LC正弦波合成電路以后，UPS便可向外輸出正弦波電壓了。電路中合成電感L1的電感量和合成電容C2的電容量必須與輸出功率相配合，其中C2應(yīng)選用無(wú)極性電容。
6.4 功放電路介紹 ⒈采用IGBT管的全橋功放電路 圖27所示為KSTAR-GP806型工頻機(jī)中的全橋功放電路，由于該機(jī)輸出功率為6KVA，所以采用了兩只IGBT模塊作為功率器件。每一只模塊內(nèi)含有兩只性能相同的IGBT管，共用了4只IGBT管，組成全橋功放電路。 在實(shí)際電路中，4只IGBT管附有較為復(fù)雜吸收保護(hù)電路，為了便于說(shuō)明問(wèn)題，作者將其省略。這樣，從電路結(jié)構(gòu)來(lái)看，這種功放電路與前述采用MOSFET管的全橋功放電路是相似的。 圖27所示的功放電路，其驅(qū)動(dòng)電路與前述GP802機(jī)的一樣，制作在主板上，經(jīng)接插件CN14與功放板相連接。
實(shí)際上，在科仕達(dá)（KSTAR）公司生產(chǎn)的GP800系列UPS和易斯特（EAST）公司生產(chǎn)的EA800系列UPS中，輸出功率從1KVA到20KVA，不論功率管采用MOSFET管還是IGBT管，都采用同樣的通用型主板，對(duì)于不同輸出功率的機(jī)型，只需更改少量元器件的參數(shù)即可使用，給生產(chǎn)和維護(hù)帶來(lái)了很大的方便。 ⒉采用IGBT管的半橋功放電路 圖28所示為SANTAK-C15KS機(jī)中的半橋功放電路。由于該機(jī)輸出功率為15KVA，所以采用了1只大功率IGBT模塊作為功率器件。這只模塊內(nèi)含有兩只性能相同的IGBT管，組成半橋功放電路。 同樣，為了便于說(shuō)明問(wèn)題，作者將IGBT模塊的吸收電路省略。這樣，就很容易看出圖28的結(jié)構(gòu)與圖26是相似的。 從圖27與圖25、圖28與圖26的對(duì)比可見(jiàn)，采用MOSFET管的功放電路與采用IGBT模塊的功放電路的結(jié)構(gòu)是相同的，只是功率大小不同而已。 最后要說(shuō)明的是，為了敘述方便，本文中的電路或多或少做了簡(jiǎn)化，如欲引用文中的電路搭接實(shí)際電路，請(qǐng)與原機(jī)原電路核對(duì)。 全文完 2011年12月修改于成都
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