2000W交錯式PFC設計電路，現在分享給大家參考，交錯設計大大縮小了變壓器尺寸，詳情請看附件
STEVAL-IPFC12V1 2 kW雙通道交錯PFC，帶STNRGPF12數字控制器，具有浪涌電流控制功能
唐上景翻譯
STEVAL-IPFC12V1是用于STNRGPF12數字可配置IC的2千瓦交錯PFC評估板，它能夠管理浪涌電流，并在工業應用的交錯PFC中驅動最多兩個通道。評估板實現了高功率密度，這是由于緊湊的布局和小磁性元件，這是可能的，因為交錯效應。 此外，為了滿足IEC 61000-3標準的電氣設備。 STNRGPF12控制器嵌入在單獨的控制板上，實現混合信號（模擬/數字）平均CCM中固定頻率的電流模式控制。模擬部分確保循環電流調節，而數字部分控制管理非時間關鍵型操作，提供進一步的靈活性。 通過使用專用的軟件工具，可以為不同的應用定制設備。
危險： 評估板使用的電壓水平可能導致嚴重傷害甚至死亡。 斷開輸入電源后，不要立即觸摸任何電路板，因為已充電的電容器需要時間放電。 由于高功率密度，電路板組件和散熱器在接觸時會變得非常熱并導致嚴重燒傷。
此電路板供具備適當資格并熟悉電路的熟練技術人員使用 電力電子系統的安裝、使用和維護。同樣的人員必須了解并應用國家事故預防規則。 電氣安裝應按照適當的要求完成（例如，導線的橫截面積、熔斷和接地連接）。
二.功能概述 1.I/O測量信號 2.模擬電路 3.功率級 4.數字控制部分 當提供適當范圍內的交流輸入電壓時，輔助電源開始供電STNRGPF12和驅動器的電壓。數字勵磁涌流控制啟動，直流輸出電壓增加到線路輸入電壓的峰值。 I/O測量信號用于： ?驗證啟動和運行條件（例如，50/60 Hz，負載/空載啟動等） ?調節直流輸出電壓 ?產生前饋補償、斷相和電流平衡功能 ?觸發冷卻系統和安全關閉（例如，由于電壓過高或過低） STNRGPF12輸出正弦電流基準（SIN_REF），用于執行輸入電流調節模擬電路，為三角載波PWM調制提供信號（三角形參考、輸出π[2]、[3]）。 PWM信號（PWM0、PWM1）驅動兩個交錯通道，而使用SCR1和SCR2引腳打開混合輸入橋的兩個SCR。 在許多應用中，從電信到普通工業電源（SMPS），有源功率因數校正（PFC）變換器被用作AC/DC轉換的第一級，以獲得與電網電壓同步的正弦輸入電流。 PFCs允許任何下游電器出現一個純電阻負載，并提高整體電網效率。
三.功率因數（PF）-定義 連接到電網的負載所吸收的總功率稱為視在功率，它包括兩個部分： 1實際功率：系統中實際產生功（如運動、加熱）的功率。 2無功功率：正常運行所需的感性負載。實際功率與視在功率之比稱為功率因數（PF）： 在實際系統中，PF可計算為：
?cos?=位移系數：輸入電流和線電壓之間的相移。  畸變因子：由于輸入電流的諧波分量而導致的功率因數下降。總諧波失真（THD）考慮了輸入電流諧波相對于基波分量的振幅：
?I1=基頻輸入電流 ?Ii=輸入電流的第i次諧波 理想的情況是使位移系數盡可能低，從而使視在功率最小，從而降低發電機和輸電線路的規模和成本。
四，Active PFC 由于boost電路的設計和驅動相對簡單，因此它們是實現PFC的首選拓撲結構。 boost PFC預調節器接收來自橋式整流器的輸入，并提供恒定的直流輸出電壓（高于峰值線電壓），同時以兩倍的線頻率形成輸入電流。 第二個轉換級為一般的直流或交流負載提供適當的電壓。
如上圖所示，切換周期（Tsw）可分為以下間隔： 1在這期間，電感器電流通過開關線性增加（S=1）。 2在開關閉合（S=0）后，電感器電流通過升壓二極管流向負載。 根據TOFF期間電感器電流下降的水平定義以下操作模式： 1連續_導_通_模式_ （ _CCM_ ）_ 2不連續傳導模式（DCM） 3.臨界傳導模式(CrM) CCM具有輸入峰值電流低（關斷損耗小）、輸入電流THD低、功率因數高等優點，是大功率PFC變換器的首選模式。 然而，CCM產生高導通開關損耗（硬開關），這就是為什么并行解決方案通常更可取的原因。 五.交錯 交織是指將兩個或多個小級（信道）而不是一個較大的信道并行。交織的優點是以電路簡單性為代價的，因此這種結構通常用于600W以上的大功率應用。 在正常運行期間，PWM驅動信號的異相量如下： 總功率在并聯電路之間共享。 與傳統的單級PFC相比，交錯拓撲具有以下優點： ?降低輸入電流紋波 ?EMI濾波器體積減小 ?減少電感器體積、 ?輸出電容器RMS電流值降低 ?更好的交換機電源管理 ?由于通道電源管理，效率更高 通過交錯，等效電感電流紋波降低，并完全消除某些占空比值（例如，對于雙通道升壓，D=0.5；對于三通道PFC，D=0.33和D=0.66）。 由于較高的等效開關頻率，因此可以減小EMI濾波器的尺寸。 下圖顯示了單通道PFC相對于3通道交錯解決方案在電感尺寸上的差異。三通道解決方案的體積減少了40%以上。 根據負載百分比（斷相），也可以通過啟用或禁用并聯通道來提高轉換器效率。 即使交錯導致交換機數量的增加，它們仍然更小，成本更低，因為交換機只管理總功率的一部分。交織還允許在信道上更均勻地分配功耗。
六，混合信號法 可編程數字解決方案可以在電源的整個輸入和輸出范圍內提供足夠的調節，而單靠模擬集成電路往往無法提供。然而，全數字化解決方案要求高性能微控制器能夠管理電流控制回路的高帶寬。 一個很好的折衷方案是混合信號控制，其中： ?電流回路由硬件模擬補償器管理，確保逐周期調節。 ?電壓回路由成本相對較低的數字控制器管理，該控制器提供輸出電壓調節和非時間關鍵功能，如倍增器、前饋補償以及輸入和輸出電壓的欠壓或過壓保護。 對于不包括DAC的低端控制器，可以通過PWM波形生成電流基準，然后對其進行濾波以成為電流回路的正弦基準（Iref）。 STNRGPF12雙通道交錯CCM PFC數字控制器提供了一個非常高端的數字解決方案的優勢，沒有模擬控制器的典型限制。 STNRGPF12可使用混合信號（模擬/數字）平均值以固定頻率驅動CCM中的PFC電流模式控制（ACM）提供較低的電感器紋波電流，較少的EMI濾波，降低有效值輸入電流和高功率水平運行。 下圖顯示了電壓和電流回路的級聯控制，通過調節總平均電感器電流來確定輸出電壓 這種類型的控制設計用于快速瞬態響應，以避免在電源電壓突然變化或出現負載電流階躍時輸出電壓出現較大的過沖和欠沖。 系統的工作方式如下： 1輸出電壓反饋vout-fb和參考vout-ref之間的差被發送到數字PI，該PI計算峰值總輸入平均電流ipk-ref。 2. PFC電流基準在內部生成，并作為PWM波形退出I/O FFD塊；濾波后，它成為內部電流回路（模擬部分，紅色虛線）的總平均正弦輸入電流參考itot_ref。SCR驅動信號也由I/O FF塊提供。 3. 電流基準itot?ref和輸入電流反饋itot?fb之間的差值被發送到模擬PI；通過比較模擬PI輸出vctrl和在開關頻率下觸發的三角波V來產生主PWM信號。 4最后，交錯產生兩個180°相移PWM信號來驅動兩個功率開關。
七. 轉換器建模 交錯boost變換器小信號傳遞函數通過以下操作獲得： 1狀態空間平均法（SSA），用于平均變換器在一個開關周期內的行為，因此得到的小信號模型只有在控制環路帶寬適當低于開關頻率時才有效。 2用Taylor級數對運算進行線性化重點。重點小信號傳遞函數有助于計算PI調節器參數，滿足控制回路的帶寬和相位裕度要求。 為了簡單起見，我們假設： ?轉換器僅在CCM模式下工作。 ?理想的有源和無源元件。 ?并聯升壓電感器相同，總功率在通道間對稱分配。 ?忽略對主電壓的擾動，假設電壓在幾個開關周期內保持恒定。 八.電流回路設計 注：在下列方程式中，字母上方的波浪號（~）表示小信號變量，大寫字母表示穩態工作點變量控制輸入電流傳遞函數為： 哪里： ?i?tot=小信號總輸入平均電感電流 ?i?tot?ref=小信號總輸入平均電流參考 ?i?tot_fb=小信號總輸入平均電感電流傳感 ?e?i=小信號電流誤差 ?v?ctrl=小信號控制電壓（模擬PI輸出） ??=小信號占空比 ?Vpk_trina=三角波的峰間電壓（開關頻率下的載波） ?KPI_out=用于匹配PI最大輸出電壓和Vpk_三角形（電阻分壓器）的比例因子 ?VIN=rms輸入電壓 ?VOUT=rms輸出電壓 ?POUT=輸出功率 ?Nc?=通道數量 ?LPFC=單通道升壓電感 ?COUT=輸出電容器 ??=估計效率 ?Ai=輸入電流感應增益 ?Ci s=輸入電流補償器傳遞函數 雖然該公式表明gis取決于信道數和工作輸入電壓，但下圖顯示它們不會影響高頻（電流環交叉頻率）下的Bode圖行為。 因此，GIS可以簡化為： 典型的PI補償器傳遞函數為： 基于一般的Bode準則，以下方程確保了系統在期望帶寬（交叉脈沖）和相位裕度PMi?de（交叉脈沖）下的穩定性 電流環交叉頻率  必須在以下范圍內選擇： 這里： ?fline=線路電壓頻率 ?fsw=開關頻率 這種關系對于良好的輸入電流調節和開關噪聲抗擾度是必要的。電流環的交叉頻率和相位裕度通常選擇為： 因此，補償器參數的計算公式如下 由于電流回路是在硬件中執行的，因此使用了PI II型運算放大器補償器： 傳遞函數為： 將式（7）與式（13）相比較，式（13）中出現了額外的高頻極。它由電容器Cfp決定，通常設置在開關頻率的一半到一個之間，以在不干擾電流回路調節的情況下衰減開關噪聲：
補償器的比例和積分增益決定了無源網絡的設計： 因為我們需要從三個方程中計算出四個分量，所以必須設置電容器CfZ。由于高頻極，實際相位裕度降低了幾度（相對于簡單的PI補償器），通過使用稍大的相位裕度進行補償。 九.電壓回路設計 注： 在以下方程式中，字母上方的波浪號（~）表示小信號變量，大寫字母表示穩態工作點變量控制到輸出電壓的傳遞函數為： 但在這種情況下，利用輸入電流到輸出電壓的傳遞函數是有用的：
哪里： ?v?out=小信號輸出電壓 ?v?out_fb=小信號輸出電壓感測 ?v?dc_ref=小信號輸出參考電壓 ?v?in=小信號輸入電壓感測 ?i?負載=小信號負載電流感應 ?e?v=小信號電壓錯誤 ?i?pk_ref PI=小信號PI峰值電流參考 ?i?tot?ref ADC=小信號數字正弦電流基準 ?Fi s=輸入電流閉環傳輸函數 ?Cvs=輸出電壓補償器傳遞函數 ?AMUL=數字電流基準生成的數字乘法器增益 ?ASMED=模擬電流基準生成的數模增益 ?Av=輸出電壓感應增益 由于電壓環交叉頻率通常選擇在5-15Hz范圍內，因此可以忽略右半平面零點（更高頻率>20 kHz）。 I/O FFD目前被視為恒定增益（AMUL）。輸出電壓回路調節由數字PI執行： 因此，PI參數的計算可以采用與電流回路相同的程序設計。啟動從系統細節： 因此，補償器參數為： 十I/O前饋和電流基準生成 當主電壓或負載電流突然變化時，電壓環的低帶寬會引起輸出電壓波動。為了減少瞬態響應，系統將執行兩次反饋。
注：在下列公式中，字母上方的波浪號（~）表示小信號變量，大寫字母表示穩態工作點變量第一個前饋是一個負載前饋，它將一部分負載電流i?ff添加到PI輸出，從而有助于在發生負載階躍時快速改變峰值電流參考i?pk?u ref*。 對于第二個前饋，i?pk_ref*乘以系數Kff，以考慮輸入電壓波動： 從上面的等式可以清楚地看出，rms輸入電壓的增加會導致i?pk_ref降低，反之亦然，因此輸出電壓保持相對恒定。 通過將i?pk_ref乘以查找表得到偽正弦形狀的電流基準： 對于數模增益： 電流基準是一個PWM信號，必須用適當的硬件對其進行濾波，以生成模擬電流回路的基準。
十一.控制設計實例： 2 kW額定功率的典型設計參數如下表所示。
表2。功率級、傳感和電流回路參數 利用上表中的值，公式（12）中的補償器參數計算如下： 對于零電容器Cfz=8.2nF，輸入PI電阻為：  因此，通用5.6 kΩ電阻器是合適的。
反饋電阻值由以下公式得出：  因此，通用4.3 kΩ電阻器是合適的。 最后，高頻極性電容器fpi1=3*fsw/4計算公式如下：  所以820pF電容器是合適的。公式（21）中的電壓環補償器參數也可計算： KI_Vdc* = 59.8985 KP_Vdc = 0.9065 注意，積分增益KI_Vdc*不能直接用于固件計算程序，但必須除以數字PI的工作頻率，因此：
十二.功率級設計方程 1，混合輸入橋 混合輸入電橋（兩個高壓側整流器SCR和兩個低壓側二極管）的選擇基于最大平均值和RMS輸入電流： 這里： ?IIN_rms MAX=最大輸入電流（rms） ?IIN_avg MAX=最大平均輸入電流 ?VIN_rms MIN=最小輸入電壓（rms） ?POUT=輸出功率 ?η=PFC效率 ?PF=功率因數 已選擇STBR3012WY和相關TN3050H-12WY SCR。這對1200V器件特別適合輸入電橋，因為它們具有低正向電壓降和浪涌電流/電壓處理能力：額定電流較高的電橋設備通常會經歷較低的電壓降，這有助于降低電橋功率損耗。此外，在汽車應用中，它們可以代替電阻器和繼電器對來限制浪涌電流，因為振動會損壞機械可靠性繼電器。電源STBR3012WY和TN3050H-12WY的耗散按照數據表中的相同方法計算： PBRIDGE_diode = 0.96 ? IIN_avg MAX + 0.008 ? I IM_rms MAX 2 = 0.96 ? 10.13 + 0.008 ? 11.252 = 10.74W PBRIDGE_scr = VTO ? IIN_avg MAX + RD ? IIN_rms MAX 2 = 0.88 ? 10.13 + 0.014 ? 11.252 = 10.68 W
這里： ?VTO=TN3050H-12WY的閾值電壓（Tj=150°C時） ?RD=TN3050H-12WY的動態電阻（Tj=150°C時） 因此，混合輸入電橋的總功率損耗為：
輸入電容器 輸入電容器必須濾除輸入電流中的高頻紋波。建議使用額定最大輸入電壓的聚丙烯薄膜電容器。
計算公式為： ?kr=電感電流紋波系數 ?r=最大高頻電壓紋波系數（ΔVIN/VIN=2-10%） ?fsw=開關頻率 ?Nc?=交織通道數 使用常用的1μF輸入電容器。 升壓電感器 升壓電感設計為工作在CCM中。 占空比和最大平均電感電流在額定輸出功率的最小直流母線電壓下進行評估： 這里： ?VOUT=標稱輸出電壓。 因此，一旦設置了最大允許紋波（kr），每個通道的升壓電感可計算為： 因此，飽和電流必須大于10 A（典型的電感值公差為±10%）。 電源開關管 選擇功率開關（MOSFET或IGBT）以使功率損耗最小。在最小直流母線電壓（最壞情況）下評估最大開關電流： IGBT HB IGBT系列的STGW20H65FB用作升壓開關。該器件基于先進的專有溝道柵場阻結構，具有低導通損耗（由于低VCE（sat））和高開關速度（由于尾電流分布最小化）。 設備數據表提供了執行損耗計算所需的值。
功率傳導損耗PS_cond（VCEsat_rms = 0.988 V以圖形方式從輸出特性中獲得）： ?VCEsat_rms=Tj=125°C時的集電極-發射極飽和電壓，Ic=Isw_rms 開關損耗（根據開關能量與集電極電流的關系，使用Eon和Eoff進行計算）： ?Eon_rms=在Tj=125°C和Ic=Isw_rms時打開開關能量 ?Eoff\u rms=Tj=125°C和Ic=Isw\u rms時的關閉開關能量 IGBT總功率損耗： 總功率損耗是每個特定損耗的總和乘以交織信道的數量： 升壓二極管： 與電源開關一樣，適當的升壓二極管選擇對高頻下CCM中的PFC運行至關重要，以最大限度地降低功率損耗。 STPSC12065 650 V功率肖特基碳化硅二極管提供快速恢復，反向電壓可以忽略不計恢復電荷和最小電容關斷特性與溫度無關。 二極管電流的平均值和均方根值由最大輸出功率和最小輸入電壓計算得出，之后可以確定導通和開關損耗。 導通損耗 ?Vt?=二極管閾值電壓 ?Rd=二極管差動電阻 開關損耗： QCj=總電容電荷 二極管總功率損耗： 輸出電容器 確定輸出電容器的因素之一是PFC在兩倍線路頻率下的輸出電壓紋波： ?ΔVOUT=輸出紋波電壓目標 ?f=最小交流線路頻率 另一個因素是線路中斷一定時間（保持時間）后的PFC輸出電壓： ?VOUT MIN=線路中斷后的最小允許輸出電壓 ?t?old_up=等待時間 我們選擇兩個因素中的較大者： 因此，通常會選擇2個并聯的680μF電容器。 然而，當COUT\u H>COUT\R時，實際紋波可能比目標低很多。 因此，為了避免電容器過大并確保這兩個因素都得到滿足，可以逐步減小目標功率（通過迭代），直到COUT_R=COUT_H。 結果是： ΔVOUT = 12.9V COUT_R = COUT_H = 1238?F 確定了2個并聯的680μF電容器。 傳感電路必須設計有適當的電壓、額定功率和公差選擇，以及使用運算放大器電路時的帶寬和轉換率。
感應輸入電壓 兩個分壓器用于感測內部差動測量的線路和中性點輸入電壓。 VIN_L1由以下等式得出： 感測電壓的最大峰值不得超過1.25 V，因此，如果我們將R124和R125設置為470 kΩ，則R126可計算為： ?VIN_L1 max=1.04*VL1_pk是增加一定裕度的最大峰值線電壓（本例中為4%） （設計） 相同的值用于識別VIN_L2 max電感。 應使用公差為0.1%的R126（123），并在盡可能靠近VIN[0]（[1]）引腳31（38）（本設計中為10 kΩ，1 nF）的位置插入低通濾波器。
輸入電流感應 分流電阻器R320將總輸入電流轉換為電壓。差分運算放大器電路（TSV911：單電源，軌對軌）用于放大傳感信號。 由于元件公差，為了獲得足夠的感應裕度，最大總電感峰值電流增加精度一定百分比（在我們的示例中為15%）。 必須滿足關系R324/R325=R330/R327以降低共模抑制比（CMRR），因此建議使用0.1%公差輸入和反饋電阻。 在此配置中，輸出電壓與正負輸入電壓之差成比例： 最大值不得超過4.7 V。因此，如果將R325和R327設置為2.2 kΩ，則可得出R330： 因此，可以選擇一個82 kΩ0.1%的電阻器。
ZVD傳感 采用零電壓檢測（ZVD）隔離電路，使PFC的運行和輸入電壓的過零同步。 您應該在盡可能靠近ZVD引腳17的位置接入一個低通濾波器（本設計中為10 kΩ100 pF）。
輸出電壓傳感 一個共同的分壓器是用來檢測功率因數校正輸出電壓。 感應電壓不得超過1.25 V，并用以下公式計算： 感應電壓不得超過1.25 V，并用以下公式計算： 從R303=R306=R314=470 kΩ開始，我們可以確定較低的電阻： ?VOUT MAX是增加一定裕度（本設計中為25%）的標稱輸出電壓。 和3.3 kΩ0.1%的電阻器，低通濾波器應盡可能靠近VOUT引腳34（本設計中為10 kΩ220 nF）
輸出電流傳感 與輸入電流檢測類似，并聯電阻器（R300）和差分運算放大器電路用于檢測輸出電流。 輸出公式為： 最大輸出電壓不得超過1.25 V。關系R309/R308=R319/R307必須滿足（0.1%公差電阻）和傳感裕度（10%）。 如果R307=R308=10 kΩ和R300=40 mΩ： ?Iload MAX是按一定裕度增加的最大輸出電流（在本設計中為10%）。 因此選擇了一個56kΩ0.1%的電阻。 您應該在盡可能靠近插腳33的地方放置一個低通濾波器（本設計中為10 kΩ15 nF）。
開關電流感應 兩個類似于輸出電流感測電路的電路用于感測每個通道的開關電流。 最大輸出電壓設置為4.7 V，以最大限度地提高感應動態和抗噪性。在這種情況下，最大輸入電流是電感飽和電流（10%裕度）。 如果R340=R345=2.2 kΩ和R318=10 mΩ： 因此選擇了62kΩ0.1%。 檢測到的電流用于硬件快速過流保護（OCP）和開關平均電流平衡（CB）功能（來自I_0和I_1的信號經過過濾，分別發送到引腳35和36）。 過流保護電路 每個開關的峰值電流需要限制，以防止電感飽和，這可能會導致非常高的電流和損壞電路板。 兩個開關電流（I_0，I_1）被發送到OR配置中的內部比較器。 分壓器用于使開關電流傳感輸出適應內部保護閾值1.23V （Vth（CMP））位于OCP[0]針腳28上。例如，如果最大峰值電流設置為13 A，則開關電流感應的輸出為： 當兩個信號中的一個超過VI_0（OCP）時，比較器的輸出被強制高，因此對于R36=4.7 kΩ， R37可計算為： 選擇2.7 kΩ電阻器。 當內部比較器被激活時，引腳19（通常為高）變低，并快速關閉所有驅動器（PM8834）的輸入。紅色LED亮起表示STNRGPF12上存在故障。
STMicroelectronics開發的eDesignSuite軟件工具可幫助您配置ST產品的電源轉換應用程序。您可以使用它為特定的應用程序定制PFC控制器：首先輸入設計的主要規范，然后生成自動設計，或者按照順序過程構建高度定制的設計。
實驗結果：穩態、動態波形及典型波形PFC性能曲線 啟動性能 連接到電網后，輔助電源啟動，設備供電。在輸出電容器預充電階段，浪涌電流由SCR的數字控制來管理，SCR每半個周期以40μs的增量向后（相對于相對零電壓交叉）觸發。一旦脈沖寬度足夠大（點火角大于90度），SCR控制設置并鎖定在線路頻率占空比的50%。電路板設計為在空載條件下啟動，如果電網參數（電壓和頻率）在正確的范圍內，電路板啟動空載啟動，突發模式操作，輸出電壓在416 V和436 V之間調節。 一旦啟動階段結束，綠色LED指示PFC已準備好進行負載連接。
電感電流 下圖顯示了轉換器的電感電流波形。交織操作明顯，通道電流相移180度。在這種情況下，主PWM信號（紅色）的占空比約為60%。
操作期間的行為 安捷倫6813B交流電源用于為電路板提供低端電源：115 VAC，1 kW負載（由于熱原因，轉換器可管理的最大功率降為115 VAC）。 下圖中的線電流是一個完美的正弦波，與線電壓同相，而輸出電壓調節在400 V。 在230VAC和額定功率下，所提出的控制方案的高性能也很明顯。線路電流與電流參考值正確地一致。 在10%-100%-50%的負載階躍序列中，由于負載前饋，PFC表現出快速的動態響應。此外，直流母線電壓嚴格控制在參考值。
穩態性能 采用通用功率分析儀（voltechpm6000）對PFC的穩態性能進行了評估。
THD 當負載高于20%時，輸入電流THD低于5%。在230伏交流電壓（滿負荷）時下降到1%，在115伏交流電壓（1千瓦）時下降到2%以下。
功率因數 當負載超過額定功率的20%時，功率因數幾乎達到單位，其值高于0.99。
效率 在測得的效率結果中，缺相控制策略產生一條平坦曲線（在230VAC時為97.3%） 我們提出了一個2千瓦，2通道交錯PFC與數字勵磁涌流控制在工業應用中的文件。在STEVAL-IPFC12V1上使用的交織技術產生了非常好的功率密度（52W/inch3）和混合信號控制提供了最佳的PFC性能。 特別是，模擬電流回路允許我們實現高功率因數（PF>0.99）和非常低的THD（額定功率<2%），而數字電壓環有助于保持良好的輸出電壓調節（I/Ofeed正向）和平坦的效率曲線，從50%到100%負載（缺相）略低于97.5%。一旦指定了帶寬和相位裕度，本文檔中討論的設計過程允許您計算關鍵控制參數，并通過小信號傳遞函數確保系統穩定性。 所提出的控制方案在STNRGPF12控制器上實現，該控制器能夠驅動應用程序并對輸入和輸出條件做出適當的響應。 您還可以通過設計和定制整個應用程序和控制器套件來消除軟件的復雜性
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