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2019-1-16 17:42 上傳
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2019-1-16 17:42 上傳
開關電源是一個具有低輸出阻抗的放大器。在大學控制系統課程所學的所有理論，都適用于線性和開關穩壓器。在上面的實例中，輸出電壓高于電源電壓，通常，這是做不到的。但是，放大器的輸出級是一個DC/DC 升壓穩壓器，所以這是可能的。如果置輸出到 4.5V，此電路稱之為低壓降穩壓器，若輸出是 2.5V，可把它稱之為 NPN線性穩壓器，如LM317。
本講座將首先綜術開關穩壓器的基本工作原理，包括開關波形和元件選擇準則；然后論述開關穩壓器的控制方法；最后綜述開關電容器變換器和線性穩壓器。
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2019-1-16 17:43 上傳
DC/DC 變換器只是一個具有大動率輸出級的放大器。它隨著輸出誤差增加，其占空比也增加。當誤差放大器（EA）輸出與振蕩器斜波電壓相匹配時，RS 觸發器復位關閉鎖存。在穩態時，Driver 的輸出的占空比將通過EA的輸出自我調節，從而保持正確的輸出電壓。當 EA輸出太小時，RS 觸發器有可能復位保持高態，從而使輸出導通鎖存。
這種情況通常發生在輕負載時，因此需要在 EA 輸出端加補償。
所有 PWM變換器工作在這種基本狀態。
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2019-1-16 17:43 上傳
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2019-1-16 17:44 上傳
降壓穩壓器 PWM比較器的輸出到控制開關，使 SWITCH NODE（開關節點）上的電壓波形具有 VOUT平均值。電感器和輸出電容器構成一個低通濾波器，這樣 DC電壓以相當小的紋波呈現在輸出端。
占空比 D定義為TON/T。VOUT=VAVE=VIN*D。此方程如同用于計算方波平均值的公式，幅度為 “ VIN”周期 T。寬度 “ TON” 。
若輸出電流為零，則不需要續流二極管。事實上，對于非常小的輸出電流，我們去掉二極管并用電阻器替代電感器。然而，降壓穩壓器主要應用在大的平均電流或要求效率的場合。在控制開關斷路時，二極管為電感器電流續流提供通路。
降壓穩壓器只是一種在控制開關導通時輸入和輸出之間連接的拓撲結構。
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2019-1-16 17:45 上傳
第一個選擇的元件是電感器。這將決定在其他元件中的所有電流。
有很多方法可確定電路最佳電感值。上面所建議的方法是通用的。這是電感大小，輸出電壓和峰值電流之間的好的折衷方案。
自利用上述方程以來，電容器技術有了巨大進步。具有很低 ESR 的電容器很容易得到。這可使人們減小電感（增加紋波）超過上述指標。
電感值是決定控制系統穩定度的主要因素。有時因某種原因要增大或減小電感值。減小電感值可允許用較小尺寸的電感器，增大電感值可允
許用較便宜的輸出電容器。增大電感值會降低峰值電流，并可從較便宜的開關穩壓器實現更大輸出電流。
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2019-1-16 17:45 上傳
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2019-1-16 17:46 上傳
上述忽略柵驅動損耗，但對滿載是良好的。
一個好的二極管和開關可改善效率，這通常成本較高。假定粉沫鐵芯（MPP，KOOLMU）的電感器磁芯損耗為 I2R/2，鐵氧體內 I2R/4。
圖中更亮的劃線示出電流如何隨負載降低而減小。
在前面已劃出開關節點電壓波形。
注意：當開關處于導通時，控制開關電流與電感器電流一樣。當開關處于關閉時，二極管電流與電感器一樣。
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2019-1-16 17:46 上傳
輸出電容器旁路來自電感器的剩余紋波電流，所以輸出是 DC。若電容器是理想的則變換器的輸出紋波將是小幅度 90度相移的正弦波。最低成本的電容器具有相當大的 ESR（ESR控制輸出紋波）。然而，低 ESR的電容器正在迅速地變便宜。用陶瓷電容器能保證有足夠大的電容量，這樣環路是穩定的。
假定所有 AC電流流經輸入電容器而不允許通過電路到輸出端。這需要大的輸入電容器。輸入電容器需要處理大的 ACrms
電流而不過熱，并保
持小的輸入紋波電壓。剛好不能接入非常小 ESR的陶瓷電容器，除非開關頻率非常高或負載非常輕。也應注意，RMS 電流不隨頻率變化。所以 150 KHz設計所用電容器與 260 KHz設計所需電容是相同的。隨著頻率的增加，對輸入電容的要求降低。
在輸入端用鉭電容要小心，電源和輸入電容器之間沒有電感器時，輸入沖擊電流可能會損壞它們。
圖中綠線表示較小的電流條件。
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2019-1-16 17:47 上傳
在要求高效率的應用中，用另一個 MOSFET替代二極管。這稱之為同步整流。同步整流意味著在開關 Q1截止時，不用外部二極管把 SW引腳連接到地來保持續流，在截止時間期間內部 FET Q2有效地被激勵。同步整流的優點是在 Q2導通時所產生的電壓降比二極管低。
在給出的實例中，Vin=12V，Vout=1.2V,D=10%。因此，在 90%的時間導通電流流經二極管。用 1.2Vout和 0.5V二極管，則電感器必須是1.7V源。這意味著只有功率的 12/17或 70% 供給負載。這種效率比較差。而同步 MOSFET 只有 0.1V，所以效率增加到 92%，這個效率是相當好的。要折衷考慮的是成本和復雜性。即使不用同步 FET，其效率仍然遠遠優于線性穩壓器。
驅動器DH和DL根據開關的大小分別控制輸出開關 Q1和 Q2，而不管它是單片還是外部，在此一個開關開始截止和另一開關開始導通之間的延遲為 10ns~50 ns。此“ 空載時間” 防止開關在同一時間導通，因此，避免電流直接從輸入電源突入到地。
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2019-1-16 17:48 上傳
可增加一個肖特基二極管與低端 MOSFET并聯來進一步改善效率：
（1）避免導通 Q2的體二極管可降低空載時間期間的導通損耗。
（2）消除與截止體二極管有關的反向恢復電流，可降低 Q1導通電流尖峰。由于在電流尖峰出現時跨接在 Q1上的電壓仍然為高態，所以肖特基二極管也可降低 Q1的開關損耗。
（3）消除 Q2體二極管中的反向恢復損耗。
對于集成 MOSFET 的 IC，損耗降低也助于降低 IC 的功耗。
對于布線考慮，肖特基二極管需要放置在盡可能靠近 Q2處。肖特基二極管和 Q2環路中寄生電感將延遲肖特基二極管的導通。也可選用在同一封裝中有肖特基二極管和 MOSFET的器件。
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2019-1-16 17:53 上傳
LM2647是一款雙輸出同步降壓變換器控制器。上圖只示出一個輸出。選擇 FET 的目標是使功耗最小而且是經濟的。需要做的第一件事是了解工作電流和電壓。然后，可以折衷考慮電壓額定值，RDS（ON） 和柵電容這樣的參量。
FET功耗有 3 方面：通導（導通電阻），柵充電（能量消耗在柵板和驅動器中）和開關（電壓和電流在器件的線性區）。
通導損耗方程前面已給出，降低導通電阻可降低功耗。
柵充電損耗是由每個周期充電柵板電容，然后放電到地面引起的。其損耗為：
P=f• CG• VGATE
2=f •QG
•VGATE
它不是 1/2，因為損耗能量在驅動器中。所以，希望小的柵電容。可惜，最小導通電阻的 FET器件都具有較大的柵電容。
應折衷考慮 D 和絕對電壓。若 Vin 是 5V 和 Vout是 3.3V，則對于 D=70% 其上端開關將承載更多平均電流。所有電壓都是低的，所以，選擇具有最小導通電阻的 FET，而不必擔心柵電容。若 Vin 為16.8V（4 節鋰電池）和 Vout是 1.8V（CPU 芯核電壓），則對于 D=11% 其低端開關具有比上端開關更多的平均電流，而且可以用更低的柵電壓進行激勵。結果，選擇上端 FET 具有更大的導通電阻和更小的柵電荷。注意：因為這種損耗與頻率有關，所以在特大電流的電源中用非常大的 FET、大柵極電容，通過降低工作頻率可提供更佳的設計。LM2647頻率設置在 200KHz~500KHz。柵電容也影響開關損耗。若柵驅動器必須對一個大電容充電，則 FET 處于線性區的時間增大和損耗增加。柵電容越小，上升時間越快，開關損耗就越低。可惜，這會導致高頻噪聲。
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2019-1-16 17:55 上傳
上面的軟啟動實例來自 LM2597數據手冊。軟啟動特性使啟動電流從700mA降到 160 mA，并延遲和減慢輸出電壓上升時間。輸入電源限定在其電流額定值情況下，啟動電流降低是有用的，在某些應用中，可用軟啟動替代過壓鎖定或延遲起動功能。受開關器和電流限制而采用非常小飽和電流的電感時，軟啟動也是有用的。軟啟動防止大電流使電感飽和。啟動期間的飽和電感器可導致電流限值，人為地限制占空比和輸出不會發生。不用軟啟動解決此問題的另一種方法是用粉末鐵芯或 MPP磁芯（它們具有適度的飽和特性）。
若希望非常慢的輸出斜波，則軟啟動電容器可選比較大的。其時間可能達幾秒或幾分鐘。對于 LM2597，可用下式求得所希望的時間：
dt = C x dV/I, 即dt = 0.068μF x (2.8-1.8V)/1.6μA = 42.5ms
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