要求是放大信號頻率為6.5mhz，通頻帶為150k。矩形系數在9.9左右
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所謂小信號調諧放大器，就是采用LC諧振回路作為選頻負載的小信號放大器，如圖2.1.1所示，輸出諧振回路用于形成帶通選頻特性。此電路中，為了方便調試，輸入端沒有調諧電路，而是直接將信源接入，從而輸入端總阻抗很低，故而晶體管極間電容Cb’c在輸出端的MILLER
效應較小，對諧振回路的影響也較小。
關于MILLER效應,則需考察晶體管的小信號π模型。假設純阻負載情況，其小信號等效電路可化簡為如圖2.1.2所示，其中源為戴維南等效源，即從Cb’e向源端看入的戴維南等效電壓源vi，戴維南等效電阻Ri，則包括了信源內阻Rs、直流偏置電阻Rb=Rb1//Rb2，以及晶體管π模型中的rbb’、rb’c的綜合影響，Co為Cce和負載電容CL的并聯，Ro為rce和負載電阻RL的并聯。
求該電路的傳輸函數，為在頻率不是特別高的情況下，該傳遞函數可簡化為單極點系統進行分析，
(2.1.2)
可見，該放大器的極點（高頻響應）是由三個電容的時間常數共同決定的，
(2.1.3)
(2.1.4)
其中，Ri是Co、Cb’c開路時兩端的總電阻，Ro是Cb’c、Cb’e開路時Co兩端的總電阻，(Ri+Ro+gmRiRo)是開路時兩端的總電阻。
一般教材討論MILLER效應時，都是采用MILLER定理將跨接電容Cb’c折合到輸入端和輸出端，折合結果如下：
(2.1.5)
(2.1.6)
單向后，輸入端和輸出端的總時間常數由兩個電阻確定，為
(2.1.7)
該時間常數和式（2.1.4)結果一致。正是因為兩者一致，人們容易誤認為式(2.1.5)和式(2.1.6)的MILLER等效就是真實的MILLER效應在放大器輸入輸出端的等效電容大小，而事實并非如此。式(2.1.5)和式(2.1.6)用MILLER定理給出的MILLER等效是在假設放大器為理想電壓放大器(理想壓控壓源)情況下的分析結論，總時間常數幾乎全部被折合到輸入端并無疑問；然而晶體管并非理想壓控源，它是—個壓控流源，總時間常數被折合到輸入端和輸出端都是可行的，這一點可以從輸入輸出阻抗分析看出：假設Co被電感抵消，則從Cb’e右側向晶體管看入的輸入電容為
(2.1.8)
這和MILLER定理給出的結論相符，但是如果進一步計算輸出端阻抗，假設Cb’e被電感抵消，則從Co左側向晶體管看入的輸出電容為
(2.1.9)
會發現輸出端MILLER效應的影響并非像式(3.1.6)所示的那樣可以被忽略不計。式(2.1.8)和式(2.1.9)這兩個公式請讀者自行分析確認，它們說明了MILLER效應對晶體管（壓控流源）而言，在雙端都是存在的而且都不可被忽視。
事實上，進一步的理論分析表明，在假設rbb’=0的情況下，如果作雙共軛匹配，那么輸入端需要用電感諧振掉的總輸入電容為
(2.1.10)
而輸出端需要用電感諧振掉的總輸出電容為
(2.1.11)
可見晶體管的MILLER效應確實是雙端同存的。
對圖2.1.1所示的僅輸出端調諧的放大器，由于輸出端有諧振電感將輸出電容抵償，因此輸入端MILLER效應仍然如式(2.1.8)表述的那樣，但是因為輸入端沒有電感諧振抵償輸入端的電容，因而輸入端電容會影響輸出端的MILLER效應大小，輸出端MILLER效應等效電容為
(2.1.12)
當頻率很低時，它近似退化為式(2.1.9)，但頻率很高時，它近似等于Cb’e。
本實驗測試的內容包括：小信號調諧放大器的諧振頻率f0,諧振時的電壓放大倍Av，放大器的通頻帶B及選擇性等。下面給出放大器這些性能指標的含義及測量方法。
(1) 諧振頻率
電路調試中，定義諧振頻率為電壓增益最大的頻點。將回路諧振頻率調整到給定諧振頻率f0的方法是：①用掃頻儀作為測最儀器，測出電路的幅頻恃性曲線，調節變壓器磁芯位置，改變電感置太小，將諧振曲線的峰值調整到外頻標規定的諧振頻率f0上。②也可以用頻率為f0的正弦波信號源作為輸入，由示波器觀測輸出信號，調節變壓器磁芯位置，當是示波器達到達到最大時，則表明輸出回路諧振在f0上。
諧振頻率的理論公式為
(2.1.13)
式中，L為調諧回路電感線圈的電感量，CΣ為調諧回路的總電容，
(2.1.14)
其中，p1為變壓器初級電感的部分接入系數，即初級線圈抽頭上半部分匝數與總匝數之比，p2為變壓器部分接入系數，為次級線圈和初級線圈匝數之比，CL為負載電阻兩端的并聯電容；Cce為晶體管輸出電容，未知情況下一般假設其電容量為零；CM,out為晶體管的輸出端MILLER等效電容，大小如式(2.1.12)所示，其中戴維南等效電阻在大多數偏置情況下，可以近似為
(2.1.15)
為了提高諧振回路的穩定性，實際電路中往往令式(2.1.14)中的回路電C遠大于另外兩項電容，使得CΣ主要由穩定性高的C來決定，從而諧振頻率也主要由C來決定。
(2) 電壓放大倍數
電壓放大倍數為
(2.1.16)
式中，vL為負載RL兩端電壓，v’L為晶體管集電極電壓。 為負載電阻等效到晶體管集電扱的等效電阻，R’p為諧振電路自身損耗等效諧振電阻Rp在晶體管輸出端的等效電阻， 。
由于輸入端包含了MILLER等效電容CM,out和晶體管輸入電容Cb’e共同的影響，故而
雖在較低頻率下可近似認為η=1，但在頻率較高時，它卻近似等于
(2.1.17)
可見，輸入端MILLER效應電容對高頻增益起到嚴重的壓制作用，使得高頻電壓增益近似和頻率成反比關系。除了幅頻特性上的壓制作用外，輸出電壓和輸入電壓之間還有超出180°之外的額外的相移，這個相移是由輸入阻容提供的，為
(2.1.18)
Av的測置方法是：首先設置信號源，用示波器確認該設置，并記錄vs；將信號源接入放大器、用示波器測量負載兩端電壓vL，則電壓放大倍數為
(2.1.19)
或
(2.1.20)
如果需要換算為功率增益，則為
(2.1.21)
在Rs=50Ω，RL=1KΩ情況下，功率增益分貝數比電壓增益分貝數小7dB。
(3) 通頻帶
由于諧振固路的帶通選頻作用，當工作頻率偏離諧振頻率時，放大器的電壓放大倍數下降，一般將電壓放大倍數下降到比諧振頻點f0最大放大倍數小3dB位置所對應的頻帶寬度稱為為放大器的3dB帶寬，也稱通頻帶BW，
(2.1.22)
式中，f-3dB.H，f-3dB.L分別為電壓增益下降3dB對應的高端頻率和低端頻率，QL為輸出諧振回路的又在品質因數。這里假設輸入端對幅頻特性的影響可以忽略。
有載品質因數可以如此估算，
(2.1.23)
(2.1.24)
其中，GΣ是并聯諧振回路總的等效并聯電導；Gp是并聯諧振回路未加任何負載時其自身損耗所等效的并聯電導，主要是電感金屬損耗和趨膚效應引起的損耗的等效電導； 是負載電導； 是晶體管π模型輸出電阻rce的倒數；gM.out是晶體管跨導、跨接電容和輸入電容在輸出端的類似于MILLER效應的等效電導，在低頻端可忽略不計。
通過測量放大器的諧振曲線確認通頻帶，測量方法可以是掃頻法，也可以是逐點法。
① 掃頻法：用掃頻儀作為測量儀器，信號源作為外接頻標確認精確的頻點位置，顯示通頻帶選頻特性，找到最大點格數，比如7格，那么5格（=7格×0. 707)位置對應的兩個頻點之差為同頻帶寬。
② 逐點法：用信號源和示波器測量，步驟是：記錄諧振頻率f0及其對應的示波器輸出幅度A0，改變高頻信號發生器的頻率(保持其輸出電壓vs不變，由信號源保證，可用示波器確認），記錄頻率f其對應的示波器幅度A(f)。逐點描繪該曲線，找到A=0.707A0對應的兩個頻點，其差為3dB帶寬。
(4) 選擇性
頻率選擇性可用帶通選頻特性的矩形系數來表示，一般定義為
(2.1.25)
常見的取α=60dB。實驗室測試時，60dB對應的電壓變化為1000倍，難以測量，因而往往取易于測量的α= 20dB，即找到A=0.lA0對應的兩個頻點，兩個頻點之差即為BW20dB，然后和前面獲得的通頻帶BW3dB相比，即可得到K20dB這個矩形系數。
矩形系數越接近于1，諧振曲線的形狀就越接近于矩形，選擇性就越好。
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