LM324電壓轉電流模塊的電路圖PCB與原理分析等資料下載

ID:284341 · 發表于 2018-2-24 01:13

Altium Designer畫的LM324芯片電壓轉電流模塊原理圖和PCB圖如下：(51hei附件中可下載工程文件)

全部資料51hei下載地址：

電壓轉電流PCB.rar (253.26 KB, 下載次數: 49)

電壓轉電流模塊設計資料.doc (466.28 KB, 下載次數: 51)

多通道電流電壓轉換.doc (466.28 KB, 下載次數: 29)

原理分析.doc (48 KB, 下載次數: 36)

下面這篇文章是詳細的原理分析：

隨著電子技術的飛速發展，各種變換器在自動控制，數字儀表，無線電設備及遠距離信號傳輸等方面，都已得到廣泛的應用。常用的信號轉換電路有采樣/保持（S/H）電路、電壓比較電路、V/f（電壓/頻率）轉換器、f/V（頻率/電壓）轉換器、V/I（電壓/電流）轉換器、I/V（電流/電壓）轉換器、A/D（模/數）轉換器、D/A（數/模）轉換器等。
在自動化測控系統設計中，為了提高系統可靠性，加快研制周期，一般采用DDZ-Ⅱ型和DDZ-Ⅲ型電動組合單元（儀表），實現對非電量如溫度、壓力、流量、液位、位移等信號的測量，以及各類電動執行器，變頻調速器等的輸出控制。DDZ-Ⅱ型儀表輸出0～10mA標準電流信號。DDZ-Ⅲ型儀表輸出4～20mA標準電流信號。大部分微機控制系統外部輸入的是模擬電壓信號，輸出的也是模擬電壓信號，因此為了和Ⅱ型、Ⅲ型儀表的輸入輸出信號相匹配，需要用相應的轉換電路實現電壓與電流之間的轉換。

V/I（電壓/電流）轉換器的作用是將電壓轉換為電流信號。例如，在遠距離監控系統中，必須把監控電壓信號轉換成電流信號進行傳輸，以減少傳輸導線阻抗對信號的影響。I/V（電流/電壓）轉換器進行電流、電壓信號間的轉換。例如，對電流進行數字測量時，首先需將電流轉換成電壓，然后再由數字電壓表進行測量。在用光電池、光電阻作檢測元件時，由于它們的輸出電阻很高，因此可把他們看作電流源，通常情況下其電流的數值極小，所以是一種微電流的測量。隨著激光、光纖技術在精密測量儀器中的普及應用，微電流放大器越來越占有重要的位置。

在這次設計中，主要是實現工業標準上的電壓（0～5V、1～5V）和工業標準上的電流（0～10mA、4～20mA）的互相轉換。

1 方案設計與論證

1.1 設計要求

實現電流—電壓,電壓—電流,電壓—電壓,電流—電流之間的轉換
電流符合工業標準0～10mA、4～20mA;電壓符合工業標準0～5V、1～5V
轉換器具有較好的線性
帶負載能力強
轉換器具有一定的實用性

1.2 方案設計與論證

1.2.1集成電流電壓變換電路

許多集成芯片都能完成電流/電壓,電壓/電流的轉換。如ZF2B20高精度V/I變換器，輸入電壓范圍0～10V，輸出電流范圍4～20mA;又如AD694是美國AD公司生產的V/I變換器轉換精度高，使用方便，通過改變引腳的不同接法，可以選擇多種電壓輸入范圍。對應輸出0～20mA、4～20mA電流信號；XTR110是精密V/I變換器，它可將0～5V或1～10V電壓信號變換成4～20mA、0～20mA、5～25mA電流輸出或其它電流范圍；還有RCV420是精密I/V變換器，它能將4～20mA的環路電流變換成0～5V的電壓輸出。

雖然這些集成變換器在一定程度上能滿足指標要求，但是考慮到集成芯片價格比較昂貴，并且在技術設計上沒有多大的意義，所以本次設計主要采用集成運放等元件來完成電流—電壓,電壓—電流,電壓—電壓,電流—電流之間的轉換。

1.2.2總體電路設計方案

利用多路開關間的切換來實現通道的選擇，整體電路由各個模塊電路組成，各個模塊電路主要完成電流—電壓,電壓—電流,電壓—電壓,電流—電流之間的轉換。如圖1.1

圖1.1 總體電路框圖

2 各模塊電路設計

2.1 電流/電壓變換電路

2.1.1方案確立

在模擬量輸入輸出通道中，電流/電壓變換是一個不可缺少的重要部分。變送器輸出的信號為0～10mA或4～20mA統一信號，需要經過I/V變換變成電壓信號后才能處理。對于電動單元組合儀表，DDZ-Ⅱ型儀表輸出0～10mA標準電流信號,DDZ-Ⅲ型和DDZ-S儀表輸出4～20mA標準電流信號,針對上訴情況設計和分析，可以采用下面兩種電流電壓變換的實現方法。

（1）無源I/V變換

無源I/V變換主要是利用無源器件電阻來實現，并加濾波和輸出限幅等保護措施，如圖2.1所示

圖2.1 無源I/V變換

圖中R1和C構成無源濾波電路，即RC低通濾波電路，起到濾波的作用；二極管一端加固定電壓+5V，在另一端若有加至高于5V電壓，在滿足二極管一定特性的情況下，二極管將正向導通，所以在這里二極管起到了限幅的作用，輸出電壓V=R2*I，即可使輸入電流轉換為電壓形式輸出。

（2）有源I/V變換

有源I/V變換主要是利用有源器件運算放大器、電阻組成，如圖2.2所示。圖中利用運算放大器進行對輸入信號的放大。如圖虛線的左端是將輸入電流信號轉變為電壓信號，輸入電流由于電容C的存在使R1兩端產生一定的壓降，然后由運算放大器實現電壓放大，從而完成電流到電壓的轉換。

比較無源I/V變換和有源I/V變換，有源I/V變換在實際應用中更為廣泛，而且可調性強，便于電路的調試，所以設計中選用有源I/V變換完成電流電壓轉換。

圖2.2 有源I/V變換

2.1.2 原理分析

如圖2.3，利用同相比例運算電路，電路引入了電壓串聯負反饋，電路從輸出電壓取樣，通過反饋網絡得到反饋電壓，然后與輸入電壓相比較，求得差值作為凈輸入電壓進行放大，它將輸出電壓的全部作為反饋電壓。

圖2.3 同相比例運算電路

若輸入電壓Ui對R1和R2所組成的反饋網絡的作用忽略不計，即可認為R1上的電壓

；并且，由于集成運放開環差模增益Aod很大，因而其凈輸入電壓Ud也可忽略不計，則 Ui≈ Ud+ Uf≈Uf，所以輸出電壓

Uo≈(1+

)Ui (2.1)

式(2.1)表明，電路引入電壓串聯負反饋后，一旦R1和R2的取值確定，Uo 就僅僅取決于Ui，而與負載電阻RL無關。因此，可以將電路的輸出看成為電壓Ui控制的電壓源Uo，且輸出電阻為零。

應當指出，上述結論是有條件的。只有在虛斷（認為集成運放的同相輸入端和反相輸入端的電流趨近于零），才能忽略Ui對反饋網絡的作用；只有在虛短（認為集成運放的同相輸入端和反相輸入端的電壓近似相等），才能忽略凈輸入電壓，使Ui≈Uf。實際上，只有在集成運放的開環差模增益Aod和差模輸入電阻均趨近于無窮大時，才會在集成運放的輸入端存在“虛斷”和“虛短”。雖然同相比例運算電路具有高輸入電阻、低輸出電阻的優點，但因為集成運放有共模輸入，所以在實際的設計中，為了提高運算精度，應當選用高共模抑制比的集成運放。

2.1.3參數確定

由圖2.3的分析,假設R1=200Ω,那么當輸入0～10mA電流信號時,R1兩端產生的壓降為0～2V,要使其產生0～5V的輸出電壓,那么確定其放大倍數為2.5,即A=2.5,根據同相放大電路的放大倍數

A=1+

（2.2）

如果R4=150K,R3=100K,滿足A=2.5,由于R2、R5參數的確定與電路沒有多大影響，理論上設計給定R2=100k, R5=10k。所以設計得到0～10mA/0～5V電流/電壓變換電路。如圖2.4

同理，假設R1=200Ω,那么當輸入4～20mA電流信號時,R1兩端產生的壓降為0.8～4V,要使其產生1～5V的輸出電壓,那么確定其放大倍數為1.25,即A=1.25。根據式（2.2）同相放大電路的放大倍數，如果R4=25K,R3=100K,滿足A=1.25,由于R2、R5參數的確定與電路沒有多大影響，理論設計R2=100k,R5=10k。同樣設計得到4～20mA/1～5V電流/電壓變換電路。如圖2.5

圖2.4 0～10mA/0～5V電流/電壓變換電路

圖2.5 4～20mA/0～5V電流/電壓變換電路

2.2 電壓/電流變換電路

2.2.1方案確立

（1）基本電路

在控制系統中，為了驅動執行機構，如記錄儀、續電器等，常需要將電壓轉換為電流。一般在放大電路中引入合適的反饋，可以實現上述轉換。

如圖2.6所示為實現電壓/電流轉換的基本原理電路。實際上該電路是一個反相比例運算電路，故輸出電壓Uo與輸入電壓Ui反相。電阻RL跨接在集成運放的輸出端和反相輸入端，引入了電壓并聯負反饋。同相輸入端通過電阻R1接地，R1為補償電阻，以保證集成運放輸入級差分放大電路的對稱性；其值為Ui=0（即將輸入端接地）時反相輸入端總等效電阻，即各支路電阻的并聯，所以，R1=R//RL。

由于理想運放的凈輸入電流均為零，故R1中電流為零，所以 Un=Up=0，則負載電流

（2.3）

式（2.3）表明負載電流

與Ui成線性關系。但是此電路設計電路中的負載沒有接地，即負載RL處于浮地狀態；待變換的輸入電壓Ui受運放的最大共模輸入電壓限制，雖然該設計雖然電路結構簡單，但不適合用于某些應用場合。所以在設計中不用此方案。

圖2.6 電壓/電流轉換的基本原理電路

（2）豪蘭德(Howland)電流源電路

在實用電路中，常常需要負載電阻RL有接地端，為此產生了如圖2.7所示的豪蘭德電流源電路。由于該電路引入深度負反饋，可以認為集成運放的兩個輸入端電位Un≈Up,電流In≈Ip≈0,因此在結點N的電流方程為

因而N點的電位

(2.4)

結點P的電流方程

因而P點電位

(2.5)

由上推導，P點的電壓近似等于N點的電壓，即Un≈ Up，并假設R2/R1=R3/R,利用式（2.4）和式（2.5）相等的關系，得到Io=-Ui/R，由于輸出電流與輸入電壓反相，不符合設計要求，所以也不采用此方法進行設計。

圖2.7 豪蘭德電流源電路

（3）實用電壓/電流轉換電路

如圖2.8（a）所示是由運放和電阻，電容，三極管等元件組成的電壓/電流變換電路，能將直流電壓信號線性地轉換成電流信號，A1是比較器，A3是電壓跟隨器，構成負反饋回路，輸入電壓Vi與反饋電壓Vf比較，在比較器A1的輸出端得到輸出電壓V1,V1控制運放A2的輸出電壓V2，從而改變晶體管T1的輸出電流I，而輸出電流I又影響反饋電壓Vf，達到跟蹤輸入電壓Vi的目的。輸出電流I的大小可通過Vf/（Rw+R7）計算，由于負反饋作用使Vi=Vf，因此輸出電流就等于Vi/（Rw+R7），這樣表明輸出電流隨輸入電壓的變化而變化有關，即達到了電壓到電流的轉換。

但是考慮這樣的設計需要的集成運放數較多，加上有三極管的參與，可能在實際電路的調試上有一定的難度，所以也不采用此電路進行設計。

圖2.8（a）實用電流/電壓轉換電路

如圖2.8(b)，Vf是輸出電流I流過電阻Rf產生的反饋電壓，即V1與V2兩點之間的電壓差，此信號經電阻R3、R4加到運放A1的兩個輸入端Vp與Vn，反饋電壓Vf= V1-V2，對于運放A1，有同相輸入端電壓和反相輸入端電壓分別為：

（2.6）

因為理想運放的同相輸入端和反相輸入端近似相等，即Vp=Vn

所以

Vn （2.7）

根據Vf=V1-V2及(2.7)式可以推導得到：

（2.8）

如果R1=R2,R3=R4,則由式（2.8）得：

（2.9）

由式（2.9）得到

，如果忽略流過反饋回路的電流，

則有；

（2.10）

由此可以看出，當運放的開環增益足夠大時，輸出電流與輸入電壓滿足線性關系。當 R1和R4的阻值確定后，關系式只與反饋電阻的阻值有關。

當R1=R2=100k,R3=R4=20k時，

，則有

所以當Rf=100Ω時，輸入0～5V電壓即可輸出0～10mA電流；當Rf=50Ω時，輸入1～5V電壓即可輸出4～20mA電流。電路設計中存在三極管，另還要加一路電源使三極管工作，電源的大小影響三極管的正常工作。選用電流放大倍數較高的三極管。

圖2.8（b）實用電壓/電流轉換電路

如圖2.8(c)，這是由兩個運放組成的實用電壓電流轉換電路。A1構成同相求和運算電路，A2構成電壓跟隨器。集成運放A1的輸出電壓Uo1與其同相輸入端Up1有關，而Up1又與Uo2有關，Uo2又是集成運放A2的輸出電壓，而A2的輸入電壓即為Ro的另一端電壓，只要求得Ro上的電壓降就可以知道流過Ro的電流 Io，如果壓降能用輸入電壓的關系式表示，那么就可以完成電壓到電流的轉換。由于該電路相對結構簡單，設計中主要采用該電路完成電壓到電流的轉換。

圖2.8（c）實用電壓/電流轉換電路

2.2.2原理分析

如圖2.8（c），集成運放的同相輸入端實際上有兩路信號，一路是輸入電壓Vi,另一路是A2的輸出電壓Uo2，這樣當輸入信號均作用于集成運放的同一個輸入端，則可以實現加法運算；對于集成運放A1，根據“虛短”和“虛斷”的概念，集成運放的凈輸入電流為零，所以有

，則

又因為理想集成運放凈輸入電壓為零，則Un1=Up1，所以上式為

在同相比例運算電路中，若將輸出電路的全部反饋都加到反相輸入端，就構成了電壓跟隨器。即圖中集成運放A2構成的就是一個電壓跟隨器，該電路引入了電壓串聯負反饋，其反饋系數為1。由于理想集成運放凈輸入電壓為零，即Un2=Up2,又因為Un2=Uo2，所以Up2=Uo2,即輸入電壓等于輸出電壓。又因為理想集成運放凈輸入電流為零，則有

(2.11)

所以由式（2.11）得到：

（2.12）

（2.13）

若R1=R2=R3=R4,則上式簡化為

（2.14）

所以得到

（2.15）

即輸出電流隨輸入電壓的改變而改變。

2.2.3 參數確定

由上面的分析和推導知道

，當Ro確定后，輸出電流只與輸入電壓有關。當輸入0～5V標準電壓時，要輸出0～10mA的標準電流，即Ro=500Ω。同理當輸入1～5V標準電壓時，要輸出4～20mA的標準電流，即Ro=250Ω。R1,R2,R3,R4為四個平衡電阻，只要阻值相等就可以，設計電路中取R1=R2=R3=R4=47k。

在這種情況下，輸出電流與輸入電壓以1/Ro為比例系數成線性關系，所以該設計在原理上具有較好的線性關系。另外，負載與輸出電流無關，該電路也具有較強的帶負載能力。

2.3電壓/電壓轉換電路

供電電源是一切電子儀器和其他電子設備的能量來源，電源的穩定性是決定整個儀器和設備的穩定性的主要參數，對電源除了穩定性指標外，還常有精度的要求，通常可以將精度不高的供電電源，利用電壓/電壓變換電路轉換成近乎理想的高精度穩定電壓，這種電壓/電壓轉換電路可以利用集成運放在閉環狀態下工作時所特有的低輸出阻抗以及電壓增益可調的特性來構成。另外，電壓/電壓轉換電路還可以將標準電壓放大或縮小，從而獲得各種所需值的穩定電壓。因此，電壓/電壓變換電路也可稱電壓調節器，電壓調節器在直流穩壓電源中應用十分廣泛。

集成運放的應用首先表現在它能構成各種運算電路。在運算電路中，以輸入電壓為自變量，以輸出電壓作為函數；當輸入電壓變換時。輸出電壓將按一定的數學規律變化，即輸出電壓反映輸入電壓某種運算的結果。所以在電壓/電壓轉換電路的設計中，還是采用集成運放來構成該功能電路。

2.3.1方案確立

（1）電壓/電壓轉換基本電路

如圖2.9所示，是電壓/電壓變換的基本電路，圖中標準穩壓管Dz作為集成運放的負反饋元件。因而可以利用穩壓管的穩定電壓來建立穩定的集成運放輸入電流I1,使該電流的溫度穩定性達到與標準穩壓管的溫度穩定性相同的量級，I1可以用下式計算：

由于集成運放的隔離作用，供電電源與負載關系不大，因而能在較寬廣的溫度范圍內以及負載變動的情況下獲得穩定的輸出電壓

如果變換 R2、R3的比例關系可以使得，輸出電壓Vo變化；當R2、R3成一定比例不變時，輸出電壓為恒定值。實際上這就是一個穩壓電路，通過改變反饋網絡參數使輸出電壓可調。但是這種電路設計，不符合設計要求，即輸出電壓不是隨輸入電壓的變化而變化。

圖2.9 電壓/電壓轉換基本電路

（2）比例電路實現電

壓/電壓轉換

前面已經介紹過，如圖2.6，是一個反相比例電路，由上述分析

我們可以知道

（2.16）

由式（2.16）可得，Uo與Ui成比例關系，比例系數為-RL/R，負號表示Uo與Ui反相。比例系數的數值可以是大于、等于和小于1的任何值。因為電

路引入了深度電壓負反饋，且1+AF=∞ ，所以輸出電阻 Ro=0，電路帶負載后運算關系不變。因為從電路輸入端和地之間看進去的等效電阻等于輸入端和虛地之間看進去的等效電阻，所以電路的輸入電阻Ri=R。可見，雖然理想運放的輸入電阻為無窮大，但是由于電路引入的是并聯負反饋，反相比例運算電路的輸入電阻卻不大。

該電路當輸入電壓變化時，輸出電壓按一定的比例系數變化，但由于輸入電壓和輸出電壓反相，我們可以考慮用同相比例電路將其改進。

如圖2.3所示，為一個同相比例電路，由上述分析已經得到輸出電壓和輸入電壓的關系式，即

Uo≈(1+

)Ui

輸出電壓按一定的比例系數和輸入電壓對應，并且輸入電壓和輸出電壓同相，可以完成一定條件下，電壓和電壓的轉換。

在設計指標中要完成0～5V，1～5V標準電壓的轉換，由于這兩個電壓標準不成一定的比例關系，因此必須在上述同相比例電路上作一定的改進才能達到指標要求。考慮到輸入的上限電壓和輸出的上限電壓是相等的，只是當輸入為0V時要求有1V的輸出電壓，即下限電壓提高了，所以考慮在輸入端再加一個限壓電路，當輸入為零時，經過調節使輸出有1V，也就是0～1V電壓輸出必須被濾掉，簡單地說是將零點進行了移位。該限壓電路考慮采用具有單向導電性的二極管來設計。

2.3.2 原理分析

如圖2.10，為一個主要有同相比例電路構成，外加一定限壓電路的電壓/電壓轉換電路。

圖2.10 電壓/電壓轉換電路

在同相輸入端，實際上有兩路信號，一路是輸入電壓Vi，另一路是由二極管構成的一個限壓電路。當二極管下端的電壓低于它上端的電壓時，二極管導通。當輸入0V電壓時，由于二極管下端電壓為零，只要滑動變阻器R6有阻值接入，其上端電壓一定大于零，二極管導通。那么正相輸入端有一路信號輸入，調節滑動變阻器R6和R7,使得輸出電壓為1V。這樣控制了輸入輸出電壓的下限，即輸入0V電壓時，輸出為1V。特別要說明的是，當有1V的輸出電壓時，輸入端的電壓必然小于1V，因為根據該同相比例電路所示，前面已經詳細討論過，它的放大倍數為

由上式我們可以得到A≥1，即輸出電壓一定比輸入高。二極管下端電壓低于1V，二極管的導通電壓為硅管為0.6～0.8V，鍺管為0.1～0.3V，那么二極管上端電壓只略高于下端電壓�？梢酝ㄟ^滑變將它控制在大約1V。當輸入電壓大于1V時，根據理想運放的特性，它的凈輸入電壓為零，則 Vi=Vp,這時二極管下端電壓大于1V，二極管截止，即限壓電路在此不起作用，輸出電壓只取決于輸入電壓。

為了控制輸入輸出電壓的上限，輸入5V電壓時，調節滑動變阻器R7，使得輸出電壓為5V。事實上，調節R7，就是在調節運算放大器的放大倍數，當R4+R7等于零時，滿足輸入電壓等于輸出電壓，即放大倍數為1。所以根據設計，當輸入為0～1V時，輸出為1V左右；當輸入大于1V時，輸出電壓基本等于輸入電壓。

2.3.3參數確定

如圖2.12，根據上述原理分析,

≈0,滑動變阻器R7可以根據調節使其為零，R4的值可以根據比例關系，只要使得R4〈〈R3，就可使得R4/R3≈0，取R3=100k,R4=1k,R7取20k的滑動變阻器，R2=100k,R5=1k,R1=10k,R6為10K的滑動變阻器，這樣調節 R6的阻值，二極管上端的電壓將隨之改變，同時影響到輸出的電壓。

2.4 電流/電流轉換電路

2.4.1方案確立

在實際應用中，很多時候我們還需將電流信號轉化為電流信號。就如這兩種標準的電流信號，有時儀器的輸出標準不同，必然需要用到標準與標準之間的轉換。在電子線路技術中，很少有將電流直接轉換成電流的電路，所以考慮先將輸入電流轉化為電壓，再進行電壓到電流的轉化。前面已經對電壓轉換為電流的電路作了詳細的分析，所以還是采用兩個集成運放，由同相加法運算電路和電壓跟隨器組成，前級加一個電阻和電容并聯，使輸入的電流在電阻兩端產生一個壓降，然后輸入到集成運放的同相輸入端，完成電壓到電流的轉換，從電路的整體來看，即完成了電流到電流的轉換。見下圖2.11

電流電壓

圖2.11 電流/電流轉換框圖

同樣地，由于標準電流0～10mA和4～20mA，不是成一定的比例關系，當輸入為0mA電流時要求輸出為4mA的電流，輸出電流的下限提高了，所以同樣考慮在輸入端加一路信號，使得輸入電流信號為零時，輸出不為零。事實上這也是將零點進行了移位�？紤]還是用二極管進行限壓。

2.4.2原理分析

如圖2.12所示，輸入電流在R5兩端產生一定的壓降，即先將電流信號轉化為了電壓信號，從集成運放的同相輸入端輸入，電路引入了負反饋，A1構成同相求和運算電路，A2構成電壓跟隨器。根據圖2.8（c）電壓/電流電路的分析，已經得到

（2.17）

式（2.17）中Ui=Ii

R5,所以

（2.18）

得到了輸入電流與輸出電流的關系式。從式子上分析，輸出電流和輸入電流成一定的線性關系。由于標準電流0～10mA和4～20mA，不成比例關系，則在輸入端加了一路信號進行控制。還是利用二極管的單向導電性進行設計。當輸入為零電流時，只要二極管正端有電壓存在，二極管導通，將此電壓信號輸入到集成運放A1的同相輸入端，輸出一定的電流信號。就是說，只要調節滑動變阻器R2，就可以使得輸入為零時，輸出不為零。確定輸入輸出電流的上限時，分析最高輸入10mA與最高輸出20mA成兩倍的關系，可以確定R5/R6的比值。

2.4.3 參數確定

當輸入0～10mA電流時，R5=1k，則有0～10V輸入電壓；輸出為4～20mA電流，根據式（2.18），確定R6為500Ω。輸入控制端，R1=1k，R2取5k的變阻器，平衡電阻只要滿足R4=R5=R7=R8即可，負載電阻在原理上任意，不過為了控制輸出電壓的大小，取R=200Ω。

圖2.12 電流/電流轉換電路

3 總體電路

3.1 各模塊電路的基本知識

放大是最基本的模擬信號處理功能，它是通過放大電路實現的，大多數模擬電子系統中都應用了不同類型的放大電路。放大電路也是構成其他模擬電路，如濾波、穩壓等功能電路的基本單元電路。

檢測外部物理信號的傳感器所輸出的電信號通常是很微弱的，比如高溫計輸出電壓僅有毫伏量級，而細胞電生理實驗中所檢測到的細胞膜離子單通道電流甚至只有皮安（pA）量級。對這些能量過于微弱的信號，既無法直接顯示，一般也很難作進一步分析處理。通常必須把它們放大到數百毫伏級，才能用數字式儀表或傳統的指針式儀表顯示出來。若對信號進行數字化處理，則須把信號放大到數伏量級才能被一般的模數轉換器所接受。某些電子系統需要輸出較大的的功率，如家用音響系統往往需要把聲頻信號功率提高到數瓦或數十瓦。針對不同的應用，需要設計不同的放大電路，在各路轉化電路中，電壓電流之間的各種轉化都基于一定的輸入輸出關系。現在就電流—電壓，電壓—電流，電壓—電壓，電流—電流的各路轉化，根據放大電路輸入信號的條件和對輸出信號的要求，對其基本的輸入輸出關系作一個簡單的介紹。

（1）互阻放大電路

當需要把電流信號轉換為電壓信號，如前述細胞膜離子通道的微弱電流時，則可利用所謂互阻放大電路，其表達式為

（3.1）

式中Ii為放大電路的輸入電流，Vo為輸出電壓，

為互阻增益，其量綱為Ω。在實際的電流/電壓轉換中，是先將輸入電流轉化為電壓，再將電壓轉換為電壓輸出的。但對于電流輸入，電壓輸出是滿足上述表達式的。

（2）互導放大電路

與前述相反，有時要求把電壓信號轉換為與之相應變化的電流輸出。該轉換電路中輸入信號取Vi，輸出信號取Io，輸出對輸入的關系可表達為

（3.2）

式中

稱為放大電路的互導增益，它具有量綱S。相應地，這種放大電路得名為互導放大電路。在實際電路設計中，如圖2.8（c）所示，由分析可知，輸入電壓和輸出電流滿足

，在這里1/Ro就是互導增益。

（3）電壓放大電路

在實際應用中，如果只需考慮電路的輸出電壓Vo和輸入電壓Vi關系，則可表達為

（3.3）

式中Av為電路的電壓增益。這種只考慮電壓增益的電路稱為電壓放大電路。實際上，電壓/電壓轉換電路就是由電壓放大電路設計得到的，設計中為滿足參數0～5V到1～5V的轉換，將電壓增益Av設計為1。

（4）電流放大電路

同樣，若只考慮放大電路的輸出電流Io和輸入電流Ii的關系，則可表達為

（3.4）

式中

為電流增益，這種電路稱為電流放大電路。在設計電流/電流轉換電路中，是先將電流轉換為電壓，在進行電壓/電流的轉換。如圖2.12，由原理分析知道Io=IiR5/R6，那么根據上述結論，R5/R6就是電流增益

。

3.2 總體電路

3.2.1總體電路概述

電路總圖見附錄，第一路通道實現0～5V/0～10mA電壓電流的轉換；第二路通道實現0～5V/0～10mA和1～5V/4～20mA電壓/電流轉換；第三路通道實現0～10mA/0～5V和4～20mA/1～5V電流/電壓轉換；第四路通道實現0～10mA/4～20mA電流/電流轉換；第五路通道實現0～5V/1～5V電壓/電壓轉換。

在各通道轉換電路的設計中，完成各路的轉換主要是靠運算放大器，利用它的許多特性，尤其是對輸入信號的放大特性，以及理想運放的理想化參數來分析電路�，F在對集成運放做一個必要的介紹。

集成電路運算放大器是一種高電壓、高輸入電阻和低輸出電阻的多級直接耦合放大電路，它的類型很多，電路也不一樣，但結構具有共同之處，圖3.1表示集成運放的內部電路組成原理框圖。圖中輸入級一般是由BJT、JFET或MOSFET組成的差分式放大電路，利用它得對稱性可以提高整個電路的共模抑制比和其他方面的性能，它的兩個輸入端構成整個電路的反相輸入端和同相輸入端。電壓放大級的作用是提高電壓增益，它可由一級或多級放大電路組成。輸出級一般由電壓跟隨器或互補電壓跟隨器所組成，以降低輸出電阻，提高帶負載能力。偏置電路是各級提供合適的工作電流。此外還有一些輔助環節，如電平移動電路、過載保護電路以及高頻補償環節等。

圖

圖3.1 集成電路運算放大器內部組成原理框圖

3.2.2集成運算放大器的主要參數

由原理總圖可以看出，本設計主要采用集成運放，運放的合適與否直接影響到電路的正常工作和性能指標，為了正確地挑選和使用集成運放，搞清它的參數的含義有著重要的意義，現分別介紹如下：

輸入失調電壓

一個理想的集成運放，當輸入電壓為零時，輸出電壓也應為零（不加調零裝置）。但實際上它的差分輸入級很難做到完全對稱，通常在輸入電壓為零時，存在一定的輸出電壓。在室溫（25℃）及標準電源電壓下，輸入電壓為零時，為了使集成運放的輸出電壓為零，在輸入端加的補償電壓叫做失調電壓

。實際上指輸入電壓Vi=0時，輸出電壓Vo折合到輸入端的電壓的負值，即

=-（Vo│Vi=0）/Avo。

的大小反應了運放制造中電路的對稱程度和電位配合情況。

值愈大，說明電路的對稱程度愈差，一般約為±（1～10）mV。

輸入偏置電流

BJT集成運放的兩個輸入端是差分對管的基極，因此兩個輸入端總需要一定的輸入電流IBN和IBP。輸入偏置電流是指集成運放輸出電壓為零時，兩個輸入端靜態電流的平均值，當Vo=0時，偏置電流為

=（

+

）/2

輸入偏置電流的大小，在電路外接電阻確定之后，主要取決于運放差分輸入級BJT的性能，當它的β值太小時，將引起偏置電流增加。從使用角度來看，偏置電流愈小，由于信號源內阻變化引起的輸出電壓變化也愈小，故它是重要的技術指標。一般為10nA～1μA。

輸入失調電流

在BJT集成電路運放中，輸入失調電流

指當輸出電壓為零時流入放大器兩端的靜態基極電流之差，即

=│

─

│

由于信號源內阻的存在，

會引起一定輸入電壓，破壞放大器的平衡，使放大器輸出電壓不為零。所以，希望

愈小愈好，它反映了輸入級差分對管的不對稱程度，一般約為1nA～0.1μA。

溫度漂移

放大器的溫度漂移是漂移的主要來源，而它又是輸入失調電壓和輸入失調電流隨溫度的漂移所引起的，故常用下面方式表示：

①輸入失調電壓溫漂Δ

/ΔT

這是指在規定溫度范圍內

的溫度系數，也是衡量電路溫漂的重要指標。Δ

/ΔT不能用外接調零裝置的辦法來補償。高質量的放大器常選用低漂移的器件來組成，一般約為±（10～20）μV/℃。

②輸入失調電流溫漂Δ

/ΔT

這是指在規定溫度范圍內

的溫度系數，也是對放大電路電流漂移的量度。同樣不能用外接調零裝置來補償。高質量的每度幾個pA。

最大差模輸入電壓Vidmax

所指的是集成運放的反相和同相輸入端所能承受的最大電壓值。超過這個電壓值，運放輸入級某一側的BJT將出現發射結的反向擊穿，而使運放的性能顯著惡化，甚至可能造成永久性損壞。利用平面工藝制成的NPN管約為±5V左右，而橫向BJT可達±30V以上。

最大共模輸入電壓Vicmax

這里指運放所能承受的最大共模輸入電壓。超過Vicmax值，它的共模抑制比將顯著下降。一般指運放在作電壓跟隨器時，使輸出電壓產生1%跟隨誤差的共模輸入電壓幅值，高質量的運放可達±13V。

最大輸出電流Iomax

是指運放所能輸出的正向或負向的峰值電流。通常給輸出端短路的電流。

開環差模電壓增益Avo

是指集成運放工作在線性區，接入規定的參數，無負反饋情況下的直流差模電壓增益。Avo與輸出電壓Vo的大小有關。通常是在規定的輸出電壓幅度（如Vo=±10V）測得的值。Avo又是頻率的函數，頻率高于某一數值后、Avo的數值開始下降。

開環帶寬BW()

開環帶寬BW又稱為-3dB帶寬，是指開環差模電壓增益下降3dB時對應的頻率

。

單位增益帶寬BWG（）

對應于開環電壓增益Avo頻率響應曲線上其增益下降到Avo=1時的頻率，即Avo為0dB時的信號頻率

，它是集成運放的重要參數。

轉換速率SR

轉換速率是指放大電路在閉環狀態下，輸入為大信號（例如階躍信號）時，放大電路輸出電壓對時間的最大變化速率，表示集成運放對信號變化速度的適應能力，是衡量運放在大幅度信號作用時工作速度的參數，常用每微秒輸出電壓變化多少伏來表示。當輸入信號變化斜率的絕對值小于SR時，輸出電壓才能按線性規律變化。信號幅值愈大、頻率愈高，要求集成運放的SR也就愈高。

在了解了集成運放的各項參數后，對電路的調試也起著非常重要的作用。

3.2.3 理想集成運放

在各個轉換模塊電路中，利用集成運放作為放大電路，引入各種不同的反饋，構成了完成不同電流電壓轉換的電路。在分析各路轉換電路時，經常運用到近似的概念，例如分析中把運放的同相輸入端和反相輸入端的電流趨于零，電壓近似相等，即運用了“虛短”和“虛斷”的概念。對于設計的各路轉換電路是運放工作在線性區的應用電路，“虛短”和“虛斷”是分析其輸入信號和輸出信號關系的兩個基本出發點。這樣的分析是把集成運放的性能指標理想化，即將其看成為理想運放，這不僅方便了電路的分析，更對集成運放的特性進行了很好地剖析。集成運放的理想化參數是：

開環差模增益（放大倍數）：無窮大
差模輸入電阻：無窮大
輸出電阻；零
共模抑制比：無窮大
上限截止頻率：無窮大
失調電壓：零
失調電流：零
失調電壓溫漂：零
失調電流溫漂：零

實際上，集成運放的技術指標均為有限值，理想化后必然帶來分析誤差。但是，在一般的工程計算中，這些誤差都是允許的。而且，隨著新型運放的不斷出現，性能指標越來越接近理想，誤差也就越來越小。因此，只有在進行誤差分析時，才考慮實際運放有限的增益、帶寬、共模抑制比、輸入電阻、失調因素等所帶來的影響。

3.3 器件簡介

3.3.1高精度單運放OP-07

在毫伏級或更低的微弱信號檢測、精密模擬計算、自動控制儀表、溫度轉換器、高精度集成穩壓器、高增益交流放大器等電路中，均需使用高精度運放。OP-07是雙電源供電低噪聲高精度集成運放。高精度集成運放主要是指漂移和噪聲低，增益和共模抑制比非常高的集成運放。有時也稱它們是低漂移集成運放或低噪聲集成運放。

所謂低漂移集成運放，主要是指輸入失調電壓和輸入失調電流隨溫度、時間、電源電壓變化而漂移很小的集成運放。漂移構成運放的直流輸入誤差信號。低漂移集成運放其輸入失調電壓達到μV/℃以下，而通用運放一般在μV/℃；輸入失調電流達到pA/℃，而通用運放一般在nA/℃。

低噪聲集成運放主要是指噪聲很低的集成運放。噪聲包括等效輸入噪聲電壓和等效輸入電流。噪聲構成運放的交流輸入誤差信號。

（1）型號：（國產）5GOP07，（美國）PMIOP07

（2）封裝引腳圖(如圖3.2)：

圖3.2 OP-07封裝引腳圖

IN-：反向輸入端

IN+：同向輸入端

OUT：輸出端

NC：空腳

OA1、OA2：調零端

V+：正電源端

V-：負電源端

主要參數：

電源電壓范圍：±3～±18 V

差模輸入電壓范圍：±13V

共模輸入電壓范圍：±14V

開環電壓放大倍數：4×10³×10²

共模抑制比：126dB

差模輸入電阻：80MΩ

輸出電阻：60Ω

單位增益帶寬：1.2MHz

靜態功耗：120mW

輸入失調電壓：60μV

輸入失調電壓溫漂：0.7μV/℃

輸入失調電壓時漂：0.5μV/月

輸入失調電流：0.8nA

輸入失調電流溫漂：12pA/℃

典型接線法

OP07除能在±3～±18 V電源電壓下工作外，還可在低電壓2～3V單電源下進行交流放大。單電源電壓下放大交流5KHz正弦波時，輸出電壓有效值對應關系如表3.1

表3.1 OP-07電源電壓與輸出電壓對應關系

電源電壓Vcc(V)	15	10	5	2
輸出電壓有效值（v）	2.8	2.4	1.1	0.13

OP07集成運放只要早外圍接入一些電阻，電容等器件,就可以構成不同的典型電路，比如單電源交流反相放大器電路，單電源交流同相放大器電路，單電源直流放大器電路，熱電耦放大器電路，直流微電流放大器電路，測量放大器，精密絕對值放大器電路，文氏橋正弦振蕩器等。

3.3.2 8050三極管（功率放大管）

在電壓電流轉換電路中，三極管選擇兩個8050用作電流放大。8050三極管的極限參數如下：

最大集電極耗散功率：1瓦（w）
最大集電極電流: 1.5mA
極間反向擊穿電壓：25V
特征頻率：190 MHz
放大倍數：85—300

3.3.3 IN4007二極管

主要參數：

（1）額定正向工作電流：1A。

（2）最高反向工作電壓：50V

4 電路的安裝與調試

4.1 電路的安裝及調試準備

在電路板的制作過程中，盡可能地按電路原理圖中元器件的排列順序進行布件，使各模塊電路清晰，便于調試和分析。在整個電路安裝完畢后，分別對各個模塊電路進行調試。在這之前，先進行通電前的檢查，確定各部分電路是接線正確，電源、地線、信號線、元器件的引腳之間無短路，元器件沒有接錯，尤其是集成芯片OP-07的安裝。然后進行通電檢查，接入電路所要求的電壓,電源電壓接入±15V，觀察電路中各部分的器件有無異常。尤其觀察芯片是否過熱，如果過熱很有可能會被燒壞，則要降低電源電壓。在調試前，經過仔細而謹慎地檢查，確信電路基本正常。

4.2 電路的調試

根據各模塊電路的原理介紹，在調試的過程中根據設計指標，合理改變一定的參數，使輸出輸入按一定的規律變化。把總的電路按上述模塊實現的功能電路分別進行安裝和調試。

4.2.1電壓/電流轉換電路的調試

參照原理總圖（見附錄），通過對多路開關的切換，對電路進行一路一路調試。先將±15V電源接入，運放開始工作。

0～5V/0～10mA轉換電路的調試
- 撥通第一路多路開關，如圖2.8（b）所示轉換電路。先進行運放電路的調零，

將輸入信號接地，調節滑動變阻器使得輸出也為零。改變輸入電壓的值，觀察輸出電流隨輸入的變化而變化，說明電路可以正常工作。當輸入電壓Vi=1V時,輸出電流為Io=2.89mA,這與輸出電流的原理值2mA有較大的誤差。由原理分析知道：

，輸出電流的大小與反饋電阻R4和輸入平衡電阻R1有關，由于輸出電流比理論電流值高，要使它減小，可以減小R4或者增大R1的值。改變反饋電阻，將它與一個18K的電阻并聯，其替換電阻小于10k,再次測量當輸入為1V電壓時，輸出電流測得2.65mA。雖然還存在著一定的誤差，但明顯有了很大的改觀。由于輸入與輸出有一定的范圍控制，在理論與實際相結合的情況下分析，反饋電阻不能太小，一旦過小，當輸入為上限電壓時，很難達到輸出上限。最終測得輸入電壓和對應輸出電流的數據如表4.1所示；

表4.1 0～5V/0～10mA轉換電路測量數據

輸入電壓（Vi）/V	1.0	2.0	3.0	4.0	5.0
輸出電流 (Io)/mA	2.65	4.15	6.7	8.25	9.85
Io（理論）	2.0	4.0	6.0	8.0	10.0

根據上表數據，作出此電壓/電流轉換電路的輸入輸出曲線圖，如圖4.1所示：由曲線可以看到，當電壓輸入在1～3V時，輸出電流與理論的誤差最大。

圖4.1 0～5V/0～10mA轉換電路對應曲線

②撥通第二路多路開關，如圖2.8（c）為實現0～5V/0～10mA的轉換，先將Ro=510Ω接入電路中，當輸入為零電壓時，用萬用表測量輸出電壓的大小，發現輸出為-14.79V，改變輸入電壓的值，輸出恒為-14.79V不變。再次檢查該電路的器件安裝，發現沒有問題。測量用作同相求和運算電路的OP-07的各引腳電壓，測得如下數據，見表4.2所示：

表4.2 A1引腳電壓測量值

3腳電壓（同相輸入端）	2腳電壓（反相輸入端）	6腳電壓（輸出電壓）
-6.99V	-6.62V	-13.25V

Uo1=Up1(6腳電壓大約為3腳電壓的兩倍)，這一點在允許誤差的情況下基本滿足要求。再測量用作電壓跟隨器的OP-07的各引腳電壓，測得如下數據，見表4.3所示：

表4.3 A2引腳電壓測量值

3腳電壓（同相輸入端）	2腳電壓（反相輸入端）	6腳電壓（輸出電壓）
-14.79V	-13.34V	-13.34V

原理上Un2=Uo2(6腳電壓等于2腳電壓)，符合理論推導，計算Ro兩端電壓即為Uo1-Up2=-13.34-(-14.79)=1.45V,由原理分析，知道

，可是電路的輸出始終不隨輸入的變化而變化，電路不可調。在確信兩個OP-07都能正常工作的情況下，再次分

析電路原理，發現沒有問題�？紤]到電路的先決條件，即要求四個電阻平衡，即R1=R2=R3=R4，若四個電阻有誤差很有可能引起電路的失調，使它不能完成預期的功能。將四個電阻一并換過，再次測量電路的輸出電壓，當輸入為零時，輸出也為零；當改變輸入電壓時，輸出也隨之改變，電路能正常工作。記錄測量數據如表4.4所示：

表4.4 0～5V/0～10mA轉換電路測量數據

輸入電壓（Vi）/V	0.5	1.0	1.5	2.0	2.5	3.0	3.5	4.0	4.5	5.0
輸出電壓（Vo）/V	0.2	0.4	0.6	0.8	1.0	1.2	1.4	1.59	1.79	1.98
輸出電流（Io）/mA	1.0	2.0	3.0	4.0	5.0	6.0	7.0	7.95	8.95	9.9

根據上表數據，作出電壓/電流轉換電路輸入輸出對應曲線，如圖4.2所示。由曲線圖可以看出，輸入電壓和輸出電流在規定范圍內按線性變化，該轉換電路具有很好的線性。

圖4.2 0～5V/0～10mA轉換電路對應曲線

1～5V/4～20mA轉換電路的調試

多路開關還是接通第二路，將撥碼開關換到另一端，即將Ro=240Ω（原理上Ro=250Ω）接入電路，測量輸入電壓為1～5V時的輸出電流，得到如表4.5所示數據：

表4.5 1～5V/4～20mA轉換電路測量數據

輸入電壓（Vi）/V	1.0	1.5	2.0	2.5	3.0	3.5	4.0	4.5	5.0
輸出電壓（Vi）/V	0.84	1.28	1.70	2.12	2.54	2.79	3.39	3.80	4.22
輸出電流 (Io)/mA	4.2	6.4	8.5	10.6	12.7	19.95	16.95	19.0	21.1
Io(理論)	4	6	8	10	12	14	16	18	20

根據上表作出1～5V/4～20mA電壓/電流轉換電路的坐標曲線，如圖4.3所示。由曲線可以看出電路具有較好的線性，在某一小范圍內有少許偏差。

圖4.3 1～5V/4～20mA轉換電路對應曲線

4.2.2 電流/電壓轉換電路

0～10mA/0～5V轉換電路的調試

撥通第三路多路開關，見圖2.2，為實現0～10mA/0～5V的轉換，先將R4=150k接入電路中；調節調零電阻，使得在零輸入時，輸出信號也為零。當輸入電流變化時，輸出電壓也隨之改變，說明電路工作正常。測量當輸入電流為0～10mA時，輸出電壓的值，如下表4.6所示：

表4.6 0～10mA/0～5V轉換電路測量數據

輸入電流（Ii）/mA	1.0	2.5	4.0	5.0	6.0	7.5	10.0
輸出電壓（Uo）/V	0.49	1.24	1.99	2.5	3.0	3.73	5.0
Uo(理論)	0.5	1.25	2.0	2.5	3.0	3.75	5.0

根據表4.6作出0～10mA/0～5V電流/電壓轉換電路的對應曲線圖，如圖4.4所示。由曲線可以看出，該轉換電路具有良好的線性。

圖4.4 0～10mA/0～5V轉換電路對應曲線

4～20mA/1～5V轉換電路的調試

將撥動開關撥到另一端，將R4=25k接入電路中；同樣調節調零電阻使得零輸入時，滿足零輸出。測量當輸入為4～20mA時，輸出的電壓值，如表4.7所示：

表4.7 4～20mA/1～5V轉換電路測量數據

輸入電流（Ii）/mA	4.0	5.0	10.0	15.0	20.0
輸出電壓（Uo）/V	1.0	1.24	2.49	3.73	4.96
Uo(理論)	1.0	1.25	2.5	3.75	5.0

由表4.7作出4～20mA/1～5V電流/電壓轉換電路的對應曲線圖，如圖4.5所示。由曲線可以看出，該轉換電路具有良好的線性。

圖4.5 4～20mA/1～5V轉換電路對應曲線

4.2.3電壓/電壓轉換電路的調試

撥通第四路多路開關，見圖2.10，調節調零變阻器，使得輸入為零時，輸出信號也為零。在輸入為零的前提下，調節滑動變阻器R6的值，使得輸出電壓為1V；在將輸入電壓改為5V，調節R7，使得輸出電壓為5V，但是發現，將滑動變阻器調到一端時，輸出電壓還是大于5V。從原理上分析，由于R4的存在，即使滑動變阻滑到一端，即不接入任何阻值，運放的放大倍數始終要略大于1，所以盡可能減小R4的阻值，使輸出近似等于輸入。所以當輸入為5V,輸出電壓也略大于5V�？紤]如果把R4去掉，調試中將R4短路，那么理論上將滿足輸出電壓等于輸入電壓。測量當輸入從0～5V變化時，輸出電壓的值，數據記錄如表4.8所示：

表4.8 0～5V/1～5V轉換電路測量數據

輸入電壓（Vi）/V	0	0.8	1.5	2.5	5.0
輸出電壓（Vo）/V	1	1.08	1.51	2.52	5.02

由表4.8，作出0～5V/1～5V電壓/電壓轉換電路的曲線圖，如圖4.6所示。由曲線分析，當輸入為0～1V時，輸出電壓在1V左右，變化不大；當輸入為1～5V時，輸出也為1～5V。基本實現了零點的移位，輸入輸出比例為1。

圖4.6 0～5V/1～5V轉換電路對應曲線

4.2.4電流/電流轉換電路的調試

將多路開關撥通第五路，見原理圖2.12，調節調零電阻和滑動變阻器R2，當輸入為0時，輸出為9.37V，改變輸入電流的大小，輸出電壓始終保持在9.37V不變�？紤]到可能遇到與電壓/電流轉換電路一樣的問題，把四個平衡電阻重新換了一遍，重新測量，輸出隨輸入電流的改變而改變。調節滑動變阻器，使得輸入為零時，有電流輸出，并調節使之為4mA。測量數據如下表所示（負載電阻為200Ω）

表4.9 0～10mA/4～20mA轉換電路測量數據

Ii/mA	0	1.0	2.0	3.0	4.0	5.0	6.0	7.0	8.0	9.0	10.0
Vo/V	0.82	0.80	0.79	1.17	1.56	1.95	2.35	2.73	3.13	3.51	3.93
Io/mA	4.1	4.0	3.9	5.85	7.8	9.75	11.75	13.65	15.65	17.55	19.65
Io（理）	4.0	4.0	4.0	6.0	8.0	10.0	12.0	14.0	16.0	18.0	20.0

根據表4.9作出0～10mA/4～20mA電流/電流轉換電路曲線圖，如圖4.7所示。由曲線可以分析，當輸入電流為0～2mA時，輸出電流基本保持不變，當輸入為2～10mA時，輸出電流是輸入電流的兩倍關系。進行了零點電流的移位，完成了0～10mA/4～20mA電流的轉換。

圖4.8

圖4.7 0～10mA/4～20mA轉換電路對應曲線

4.3 測量結果分析

各路通道電路在一定的輸入范圍下能按一定的比例輸出，各路轉換電路都具有較好的線性關系。但由于器件本身的性能、原理上設計的電阻大小和實際的電阻有一定出入，以及儀器設備的誤差，使得實際測量到的數據和理論一定的誤差。

在電壓/電流轉換電路中，0～5V/0～10mA的轉換采用了兩個不同的電路來實現，見原理總圖的第一和第二路轉換電路，即原理電路圖2.8（b）和圖2.8（c）。由上述的數據記錄和曲線分析，可以發現第一路轉換電路的線性不如第二路轉換電路好。這是因為在第一路轉換中運用了兩個NPN三極管，并需要+15V的直流供電電壓使三極管正常工作。三極管的主要參數如電流放大倍數，極間反向電流以及極限參數都將影響三極管在電路中的可靠性，而這些特性是三極管本身所具有的，在電路的調試中不能改變。還有該電路輸入電壓和輸出電流的比例關系又三個電阻決定，即輸入平衡電阻R1,反饋電阻R4和Rf。在實際電路中，電阻的阻止與其本身的標定值也有一定的誤差，這是在制造工藝時很難避免的誤差。而第二路轉換電路，即由兩個集成運放OP-07構成的，根據原理分析，輸入電壓與輸出電流的關系只取決于Ro電阻，這樣大大減少了誤差，線性度也大大提高了。在1～5V/4～20mA的轉換中，由于實際的電路中Ro只有240Ω,而實際電路參數設計中Ro為250Ω，所以測得的數據略偏大。

在電壓/電壓轉換電路中，見原理總圖的第四路轉換電路。雖然將R4進行了短接，但由于滑動變阻本身的性能問題，當將其調到一端時，它的電阻也不為零，所以導致了輸入5V電壓時，輸出電壓略大于5V,存在一點誤差。

5 結論

參考文獻

[1] 童詩白，華成英.模擬電子技術基礎（第三版）.北京：清華大學出版社，2001

[2] 康華光.電子技術基礎模擬部分（第四版）.高等教育出飯社，1999

[3] 梁延貴.數字單元電路轉換分冊.北京：科學技術文獻出飯社，2002：274～280

[4] 梁延貴，王裕琛.集成運算放大器電壓比較器分冊.北京：科學技術文獻出飯社，2003：133～134

[5] 謝自美.電子線路設計·實驗·測試（第二版）.華中科技大學出飯社，2000：496～511

[6] 顧寶良.模擬電子集成電路原理與實用電路.人民郵電出飯社，1989：65～69

[7] 揚振江，蔡德芳.新型集成電路使用指南與典型應用.西安電子科技出版社，1998：

149～154，274～280

[8] 于海生.微型計算機控制技術.北京：清華大學出版社，1999：31～48