我是新手,圖片不知道如何放上來
已知條件：
① 輸入電壓范圍
② 輸出電壓、電流
③ 確定需要的諧振頻率
④ 額定輸入、輸出滿載時電源工作頻率在fr附近
由以上已知條件可簡單得出以下結果：
① 變壓器變比n
② 需要的電壓增益Gmax,Gmin
③ Rac,K
需要求解的量：
① Q值，由此得到Cr,Ls,Lp
② 最小、最大開關頻率
由增益公式G（f）=可知，即使Gmax在上面簡單求出，但G（f）函數中仍然有k,x,Q三個變量，因此可做k值的定性分析，同時確定k的參數范圍(即Lp與Ls的比值)，如以下圖2-41，圖2-42，圖2-43：
圖2-41(k=1) 圖2-42(k=4)
圖2-43（k=16）
由此可見，當k值越小，獲得相同增益的頻率變化范圍越窄，k值越大，獲得相同增益的頻率變化范圍越寬，但工作頻率也越容易接近fr2諧振點，有可能進去ZCS的區域，而k值越大，諧振電流也越小，MOS管在fr附近的導通損耗和開關損耗也就越低，綜合以上考慮k一般取2.5-6的范圍
Q值對初級電流的影響：
由公式Q=，可知Q↓=>Ls↓=>(Lp=kLs) ↓=>Lm↓=>Im↑=>Ip↑，即在一定負載的情況下，當Q值降低時，減小特征阻抗（即諧振電感Ls減小），而k值不變，此時勵磁電感Lm減小，導致勵磁電流Im增大，初級電流Ip也增大，MOS管以及變壓器的損耗加大，影響整機的效率，因此K值固定后，在保證ZVS的條件下盡量選用大的Q值。
備注：在沒有外置諧振電感的情況下，Lp(初級感量)=Lm(勵磁電感)+Lr(漏感)，漏感充當諧振電感，當有外置諧振電感時，由于變壓器的漏感此時較小，有時可認為變壓器的Lp=Lm
勵磁電流Im與諧振電流Ir如下圖2-44：
圖2-44
初級諧振電流有效值Ir的計算：
勵磁電流有效值Im==×，其中Voe為Voe(t)= × n×Vo×sin(2fst)的有效值，Voe(t)近似等于變壓器輸入的方波電壓，取基波Voe(t)做分析
磁化電流Ioe=××Io×sin(2fst)，其有效值為××
因此得出Ir==
當諧振電流越大時，變壓器的損耗會越大，產品效率就越低，因此降低Q，產品效率也降低，以下圖2-45是Q,K與諧振電流均方根值的曲線關系圖：
圖2-45
由此可見K固定之后，Q值越小，初級電流的有效值越大，在保證ZVS的條件下盡量取大的Q值
G(f)=
LLC的阻抗特性，如圖2-46：
圖2-46
Zin=+sLr+(sLp//Rac)
=Zo[Q*+j(x-+)]
其中x=,k=,Q=,Zo為特征阻抗(在以上公式第二個等號的推導中，實部Zo用來計算，虛部Zo用來計算，便能推導得出，Zin特性曲線如下圖2-47：
圖2-47
Zin公式中有三個未知數，特征阻抗Zo在fr,Cr,Lr確定后為定值，K的大小也在Lp與Lr確定后不變（曲線中取K=5），Q值會隨著負載的變動而發生變化(因此Q值不同會有不同的曲線)，x會根據輸入電壓以及負載的不同而改變，所以在Zin與x的坐標曲線中有n條由于帶載不同而異的曲線，在探討曲線的大致走向時，輸入電壓變大會使頻率增加，輸出負載減小也會使頻率增加；
在f>fr1的感性區域內 ，假如一定輸出負載的條件下，輸入電壓Uin增大，頻率則會增加，輸入阻抗zin增加，此時諧振腔Ir電流減小，維持了輸入功率不變（即Pin=Uin*Ir恒定），同時Lr上分壓增大（即把輸入電壓增加的部分ΔUin分攤在Lr上），確保輸出電壓的穩定，當輸出負載減小時，相當于減小了輸出電壓，這時也需要增加頻率來增加Lr上的分壓以便滿足輸出電壓減小的要求（因為負載的大小在輸出線路上產生的壓降，是通過調整頻率來補償的，在LLC串聯諧振中，因負載變化頻率變化較小，但因輸入電壓變化則需頻率變化較大，以此來維持輸出電壓的穩定）；
在f<fr2的容性區域內，f的減小使得Cr上的容抗增加，因此輸入阻抗Zin也會增加，在此區域內，輸入電壓降低或者輸出負載增加都會使f減小，設計時是要避免進入容性區域，在容性區內電流超前電壓，MOS管開關瞬間VDS很大，開關損耗很大，影響電源效率，同時MOS管發熱大也影響其本身的壽命。
在公式Zin=Zo[Q*+j(x-+)]中，當滿負載輸出時，Q值最大，而一般把滿負載輸出時設計在諧振狀態下，即虛部為0，由此得x-+=0，即Qmax(x)= ，而最大增益Gmax也是發生在滿負載條件下， 因此把Qmax(x)=代入公式Gmax(f)=，可求出x=(Gmax與k為已知量)，因此求出最小工作頻率 fmin=，另外，求出x之后再代回Qmax(x)=中，得出Qmax=*(實際應用中通常取Q的最大值為0.95Qmax)，從而求出 Lr與Cr，再由已知量k求出Lm。
而最高工作頻率發生在最高輸入電壓與空載時，此時Q=0，對應的最小增益變成Gmin=，因此得出最大工作頻率fmax=。
ZVS的另外一個必備條件（如下圖2-48）：
在最高工作頻率周期的Tmin/4時間內，勵磁電流Im必須把MOS管寄生電容的電量放完，這樣才能實現ZVS（零電壓開通），即Im=*>(2Coss+Cstray)* ，其中Coss為MOS管的寄生電容（半橋有兩個MOS管，所以容值為2Coss），Cstray為PCB板上的寄生電容容值）
圖2-48
諧振腔參數的實例計算：
1.輸出指標
輸入電壓范圍：VinMin=250V，VinMax=420V
額定輸入電壓：VinNom=400Vdc
額定輸出電壓電流：6.5V/10A，12V/2A
輸出功率：Pout=6.5*10+12*2=89W
2.選擇諧振頻率和工作區域
諧振頻率fr=100KHz
額定輸入輸出時電源工作頻率為fr
3. 計算變壓器的變比和諧振元件值
①理論變比
n===29.8
②最高、最低輸入電壓的增益
Gmin===0.95
Gmax===1.6
③計算等效為6.5V輸出的負載電阻和反射電阻
RL===0.47Ω
Rac=nRL=29.8**0.47=338.6Ω
④取k=3，計算Q，fmin，fmax，Ls，Lp，Cr
Q=0.95**=0.425
fmin==59.5KHz
fmax==108.7KHz
Cr==11nF
Ls==229uH
Lp=k*Lr=3*229=687uH
⑤核算滿足ZVS的條件
Im===0.5A
(2Coss+Cstray)=(2*100+100)*10*=0.42A，其中Coss在所使用MOS管的datasheet里找到，Cstray為PCB的寄生電容，通常取100pF，使用控制芯片L6599的Deadtime為300nS
0.5A>0.42A，因此Im在死區時間內，足夠放完寄生電容的電量，實現ZVS的控制，若Im過小，無法在死區時間內放完寄生電容的電量，則需降低Q值或者降低(Lr+LP)的值
⑥初級電流有效值
Irms==≈0.4A
⑦MOS管Vds上的最大壓降，電流最大值與有效值，以及MOS管的導通損耗
VdsMax=VinMax=420V
IMax_Mos=Iocp
Irms_Mos=0.2A(正半周期和負半周期的有效值相等，兩個MOS管各自導通的時間為半個周期)
Pconduct_loss= Irms_Mos*Rds=0.04*Rds
⑧次級整流管電壓，電流，損耗（6.5V輸出）
Vd=2*Vo=2*6.5=13V
Id_Avg==5A(兩個整流管，各自分擔一半電流)
Pd_conduct_loss=Vd*Id_Avg=0.2*5=1W(肖特基的壓降為0.2V，輸出電流為正的脈動電流，因此用平均值來計算有效值)
⑨諧振電容電流有效值，最大電壓
ICr_rms= Irms=≈0.4A
VCr_Max≈+*Irms_Max*=+
⑩輸出電容的電流有效值(主路6.5V輸出)
ICo_rms==4.82A(為整流管輸出電流的有效值)
關鍵點波形：輸入電流諧波分析：
諧波電流
就是將非正弦周期性電流函數按傅立葉級數展開時，其頻率為原周期電流頻率整數倍的各正弦分量的統稱。頻率等于原周期電流頻率k倍的諧波電流稱為k次諧波電流，k大于1的各諧波電流也統稱為高次諧波電流；
諧波電流的產生
正弦波電壓施加到非線性負載，產生非正弦波電流，非正弦波電流在電網阻抗上產生壓降，使得電網電壓波形也形成非正弦波形，對非正弦波進行傅立葉級數分解，其中頻率與工頻相同的分量稱為基波，頻率大于工頻的分量稱為諧波，簡單的說，正弦波電壓施加到非線性負載上，產生了諧波電流；
諧波電流的危害
① 對其他電子設備產生了干擾；
② ②導致額外的能量損失；
諧波電流的抑制
① 裝設諧波補償裝置來補償諧波;
② 對電子裝置本身進行改造，使其不產生諧波，加入PFC控制。
對沒有PFC的開關電源，測試其輸入諧波電流波形如圖2-49，可見諧波成分很大；
圖2-49
對加入PFC的開關電源，測其輸入電流的諧波成分，如圖2-50，可見諧波電流得到很大的抑制，諧波成分很小；
圖2-50
輸出瞬態響應
對輸出瞬態響應的測試，可以確定輸出電壓對輸出負載變化的響應速度，如下圖2-51（青色信號為輸出電壓，設置耦合AC，帶寬選擇20M，紅色信號為輸出負載，當負載瞬間增大時，輸出電壓往下掉，此時響應時間從輸出電壓首次退出穩定帶開始，到最后一次進入穩定帶為止的時間段，測試結果為70uS）
圖2-51
MOS管的損耗
MOS分為開關損耗和導通損耗，開關損耗是指在Vds和Id開關期間發生的開關損耗，導通損耗發生在MOS管導通狀態下產生的損耗，如下圖2-52
圖2-52
實測波形如下圖2-53
圖2-53
初級開關管ZVS，次級整流管ZCS的驗證
初級開關管ZVS(零電壓開關)：
如下圖2-54，在諧振電路呈感性的狀態下（實現ZVS的一個必要條件），電流滯后電壓，因此MOS管開通前的死區時間內，電流從MOS管的S級流向D級，諧振電流把MOS管寄生電容的電量泄放完畢，MOS內部二極管導通，Vds只有內部二極管壓降的大小，可近似看作0，此時開通MOS便能實現ZVS，在開啟MOS管之前，流過MOS管的電流，有一小段下降比較平緩，原因是在死區時間內，兩個MOS管同時關斷，由于變壓器是正激，死區時間內輸出電流為零，Lm沒有被輸出鉗位，此時Lm與Lr一起參與諧振，故電流下降比較緩慢，當MOS管關斷時，由于關斷前，Vds很小（等于Rds*Id），可看作是0，而Coss的存在，使得在關斷瞬間，Vds兩端電壓不能突變（Coss兩端電壓不能突變），因此關斷也能實現ZVS。
圖2-54
次級整流管ZCS(零電流關斷)：
在死區時間內，由于兩個MOS管都關斷，使得輸出電流變為0，因此次級整流二極管在0電流狀態下自然關斷，實現ZCS，如下圖2-55
圖2-55
初級ZVS與次級ZCS在很大程度上降低了功率器件的損耗，提高了電源的整機效率，是LLC拓撲優于別的拓撲的重要之處。
三、總結：
對開關電源的各種性能指標，以及關鍵點波形的測試，是電源品質保證的一個重要方法，特別是在設計階段，做測試驗證的數量較小，要謹慎處理好出現的每個問題點，降低量產的不良率。
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