日志
dds數字頻率合成
摘 要
本文主要介紹了采用直接數字頻率合成DDS芯片實現正弦信號輸出，并完成調頻，調幅功能。它采用 美國模擬器件公司（AD公司）的芯片AD9851，并用AT89C51單片機對其控制，首先從DDS芯片的輸出，經低通濾波得到正弦信號，然后對該信號進 行調頻，調幅。其中調頻部分可以通過在軟件中修改DDS芯片的頻率控制字，相位控制字等來實現，而調幅部分需在DDS輸出正弦信號之后外加一調幅器實現。 調幅部分將DDS輸出作為載波信號，RC振蕩器提供1KHz振蕩作為調幅信號，它利用了乘法器MC1496完成對正弦信號調制。該系統輸出穩定度、精度極 高，適用于當代的尖端的通信系統和精密的高精度儀器。
本文首先介紹了直接數字合成的原理，然后提出了系統總體設計方案，還有系統硬件電路和軟件編寫設計等，其中如采用的AD9851芯片和調幅模塊電路設計作了詳細介紹。
關鍵詞：直接數字頻率合成(DDS)；AD9851；調頻；調幅
Abstract
This article mainly introduced uses the direct digital frequency to synthesize the DDS chip to realize the sine signal output, and completes the frequency modulation, the amplitude modulation function. It uses the American simulation component company (AD Corporation) chip AD9851, and with the AT89C51 monolithic integrated circuit to its control, first from the DDS chip output, obtains the sine signal after the low pass filter, then carries on the frequency modulation to this signal, the amplitude modulation. Frequency modulation partial may through revise the DDS chip in software the frequency control word, the phase control word and so on realizes, but the amplitude modulation are partial must after the DDS output sine signal sur- amplitude modulator realization. The amplitude modulation partially the DDS output took the intelligence signal, the RC oscillator provides the 1KHz vibration to take the amplititude-modulated signal, it used multiplier MC1496 to complete to the sine signal modulation. This system output stability, the precision are extremely high, is suitable for the contemporary acme communications system and the precise precision instrument.
This article first introduced the direct digital synthesis principle, then proposed the system system design plan, but also has the system hardware electric circuit and the software compilation design and so on, like uses the AD9851 chip and the amplitude modulation module circuit design has made the detailed introduction.
Key word: Direct digital frequency synthesis (DDS)； AD9851； frequency modulation；amplitude modulation
目 錄
在現代雷達，通信，宇航，儀表，電視廣播，遙控遙測和電子對抗等系統中，一個能在一定頻率范圍內提供一系列高準確度和高穩定度的信號頻率源有著廣泛的應用
價值，同時也是眾多應用電子系統實現高性能的關鍵因素之一。隨著應用頻率和精度要求的不斷提高，傳統的晶體振蕩器直接輸出頻率已不能滿足要求。因此，大量
的頻率合成（FS，Frequency
Synthesis）技術得以廣泛的使用。頻率合成通過對一個或多個高穩定度和精確度的參考頻率源進行加、減、乘、除運算得到所需的頻率。
頻率合成（FS）的方法有很多，按其工作模式可以分為：模擬合成和數字合成兩種；按其實現的手段可以大致分為：直接合成和鎖相環合成兩種。目前應用較多的
頻率合成方式主要有：直接模擬合成，鎖相環合成（PLL，phase Locked Loop）和直接數字合成（DDS，Digital Direct
Synthesis）。而直接數字頻率合成（DDS）則是上個世紀70年代，美國學者j.Tierney等人在撰寫的"A Digital
Frequency
Synthesizer"一文中首次提出的以全數字技術，從相位概念出發直接合成所需波形的一種新的頻率合成原理。它將先進的數字信號處理
（DSP，Digital Signal Processing）理論和方法引入到頻率合成領域中，從而有效解決許多模擬合成技術無法解決的問題。
限
于當時的技術和器件水平，它的性能指標尚不能與已有的技術相比，故未受到重視。但由于DDS頻率轉換速度快，頻率分辨率高，以及在頻率轉換時可保持相位的
連續，易于實現多種調制功能，全數字化，可編程，易于微處理器控制，易于單片集成，體積小，價格低，功耗小，生產一致性好，因此，DDS技術近年來得到了
飛速發展，它的應用也越來越廣泛，可以說直接數字頻率合成的興起也標志著第三代頻率合成技術的形成。
直
接數字頻率合成是近年來發展非常迅速的一種新型頻率合成技術，其基本思想是基于正弦查找表。根據正弦函數的產生原理，直接對輸入參考時鐘進行抽樣，數字
化，從相位出發，用不同的相位給出不同的電壓幅度，最后經濾波平滑輸出所需的頻率信號。DDS主要由參考頻率源、相位累加器、正弦ＲＯＭ表、Ｄ／Ａ轉換器
（Digital Analog
Converter,簡稱DAC）和低通濾波器（LPF）等組成，其中相位累加器與正弦ROM查找表合稱數控振蕩器（Numeric
Controlled
Oscillator,簡稱NCO），它是DDS的核心。ＤＤＳ的結構原理圖如圖１.1所示，參考頻率源是一個高穩定的晶體振蕩器，其輸出信號作為DDS
合成頻率的基準頻率，同時保證DDS中各部件同步工作，來自單片機系統的頻率控制字K控制相位累加器的累加次數，從而改變輸出頻率的高低及其相位大小。
|
|
K
輸出
參考頻率源
圖1.1 DDS結構原理圖
相 位累加器由Ｎ位加法器與Ｎ位累加寄存器級聯構成。每來一個時鐘脈沖，加法器將頻率控制字ｋ與累加寄存器輸出的累加相位數據相加，把相加后的結果送至累加寄 存器的數據輸入端。累加寄存器將加法器在上一個時鐘脈沖作用后所產生的新相位數據反饋到加法器的輸入端，以使加法器在下一個時鐘脈沖的作用下繼續與頻率控 制字相加。這樣，相位累加器在時鐘作用下，不斷對頻率控制字進行線性相位累加。由此可以看出，相位累加器在每一個時鐘脈沖輸入時，把頻率控制字累加一次， 相位累加器輸出的數據就是合成信號的相位，相位累加器的溢出頻率就是ＤＤＳ輸出的信號頻率。 用相位累加器輸出的數據作為波形存儲器（ＲＯＭ）的相位取樣地址，這樣就可把存儲在波形存儲器內的波形抽樣值（二進制編碼）經查找表查出，完成相位到幅值 轉換。波形存儲器的輸出送到Ｄ／Ａ轉換器，Ｄ／Ａ轉換器將數字量形式的波形幅值轉換成所要求合成頻率的模擬量形式信號。低通濾波器用于濾除不需要的取樣分 量，以便輸出頻譜純凈的正弦波信號。 ＤＤＳ在相對帶寬、頻率轉換時間、高分辨力、相位連續性、正交輸出以及集成化等一系列性能指標方面遠遠超過了傳統頻率合成技術所能達到的水平，為系統提供 了優于模擬信號源的性能。
下面我們討論DDS輸出頻率的推導：
一個頻譜純凈的單頻信號可表示為：
（1.1）
只要幅度U和初始相位不隨時間變化，是常數，它的頻譜就是位于
的一條譜線。這里為說明問題方便起見，我們令U=1，
=0，即
（1.2）
這種單頻信號的主要特性是它的相位是時間的線形函數，即
（1.3）
相位函數對時間的倒數就常數
（1.4）
這就是信號的頻率。由式（1-3），（1-4）可知，相位函數是一條直線，它的斜率就是信號的頻率。
如果對式（1.2）信號進行采樣，采樣周期為（即采樣頻率
），則可得到離散的波形序列
(n=0,1,2,…) （1.5）
相應的離散相位序列
(n=0,1,2,…) （1.6）
式中
（1.7）
是連續兩次采樣之間的相位增量。
若采樣值在采樣間隔內進行保持，則可得到階梯狀的相位和信號波形。根據采樣定理，只要
（1.8）
從式（1.5）的離散序列即可唯一地恢復出式（1.2）的模擬信號。保持的作用則是可使得所需模擬信號的分量加大，且將采樣形成的高次諧波分量受到很大的抑制。因此，為合成（1.2）的模擬信號，可先生成與其相對應的階梯信號，再經濾波而得到。
從式（1.3）已經知道，是相位函數的斜率決定了信號的頻率，從式（1.5）和（1.6）可見，決定相位函數斜率的則是兩次連續采樣之間的相位增量。因此，只要控制這個相位增量即可控制合成信號的頻率。
綜上所述，為合成所需頻率的模擬信號，必須解決以下一些技術問題：
(1)需控制每次采樣的相位增量，并輸出模的累加相位。這可以用相位累加器來完成；
(2)將模的累加相位變換成相應的正弦函數值的幅度，這里幅度可先用代碼表示，這可以用一只讀存儲器ROM來存儲一個正弦函數表的幅值代碼；
(3)將幅度代碼變換成模擬電壓，這可由數模變換器DAC來完成；
(4)相位累加器輸出的累加相位在量詞采樣的間隔時間內是保持的，因而最終從DAC輸出的電壓也是經保持的階梯波，需經低通濾波器之后才能得到所需的模擬電壓輸出。因此，就有了如圖1.1所示的DDS基本原理框圖。
DDS的工作實質是以參考頻率源（用作一個穩定時鐘）對相位進行等可控間隔的采樣。其工作過程為：
(1) 以輸入數字信號K確定一個頻率值；
(2) 該頻率值以數字信號累加至相位累加器以生成實時數字相位信息；
(3) 數字相位“字”轉換成正弦表中相應的數字幅度值：“字”；
(4) DAC將數字幅度值轉換成模擬幅度值；
(5) DDS產生的混疊于干擾由抗混疊濾波器處理后輸出。
由于：，其中
為一個采樣間隔
之間的相位增量，采樣周期
，則：
（1.9）
通過改變的大小，就可以獲得不同的頻率輸出。
設相位累加器的字長為N，控制ROM產生一整周正弦波輸出是L位，則相當于
rad，而L位中的MSB（最高有效位）相當于
rad，L位中的LSB（最低有效位）相當于
rad,同樣，相位累加器N位中的LSB相當于
rad，即為最小相位增量，因此，頻率控制字K值對應的相位增量
為：
（1.10）
將（1.10）式代入（1.9）式，得
（1.11）
即通過改變K可以得到不同的頻率輸出。
由式（1.3）可知DDS的頻率分辨率（也是最小的頻率間隔）為當K=1時的輸出頻率：
（1.12）
可見參考輸入時鐘頻率一定時，其頻率分辨率由相位累加器的位數N決定。若取
=100MHz，N=32，則
=0.024Hz，即頻率分辨率高達0.024Hz，這也是最低的合成頻率。輸出頻率精度高是DDS的一大特點。
DDS中輸出濾波器采用LPF，這是因為DDS合成信號是正弦波時，D/A輸出擔心好中有許多不需要的寄生譜分量，只有基波分量才是所需的，因此在D/A之后需跟一個低通濾波器。
由Nyquist準則可知，允許輸出最高頻率為
/2，即K
，但實際應用中受LPF的限制，
小于
/2，以便濾除鏡像頻率，一般：
（1.13）
由此可見，DDS的工作頻帶較寬，可以合成從直流到0.4的頻率信號，同時它的輸出相位連續，頻率穩定度高。
在DDS中，輸出信號波形的三個參數（頻率，相位
和
振幅A）都可以用輸入數據控制字來定義，因而可以完成數字調制。其頻率調制可以由改變頻率控制字來實現，相位調制可以由改變瞬時相位字來實現，振幅調制可
以用在ROM的DAC之間加數字乘法器來實現。因此，許多廠商在生產DDS ASIC芯片時，就考慮了調制性能，可直接利用這些DDS
ASIC芯片完成所需的調制功能，這無疑為實現各種調制方式增添了更多的選擇，而且用DDS完成調制所帶來的好處是以前粗多完成相同調制任務的調制方案所
難以比擬的。
一般的窄帶帶通信號調制輸出可表示為：
（1.14）
式中是載波頻率，u(t)是基帶信號的等效低通信號波形。
（1.15）
式中，
分別為兩路正交符號序列，
，
是相應符號的幅度和相角，
是基本脈沖波形。當
是約束在
中傳輸時，
當
（1.16）
調制輸出為：
（1.17）
此調制波形s(t)可由基于DDS的通用數字調制系統產生。輸入數據首先轉化成極坐標形式，其中的幅值經過成形和內插濾波器得到幅度調制值，相角
為相位調制值，
為調制中心頻率。
DDS的頻率調制高速可變性使其非常適合于進行頻率調制。如多級頻移鍵控（MFSK）調制：
（1.18）
式中是載波頻率，
為相鄰頻率間隔，
為輸入數據[
=
…
]。顯然，只需將
作為頻率值就可以實現MFSK調制，若進一步
隨時間跳變，則可以實現調頻調制。
（1.19）
式中T為符號時間，為輸入數據，g(t)為高斯低通濾波器的矩形脈沖響應，
是載波中心頻率。可以推出GMSK信號的實時頻率為：
（1.20）
輸入數據經g(t)的成形濾波再加上載波頻率就生成頻率調制值，這種方式實現GMSK調制，比正交調制簡單而且直接準確地生成波形，兼實現簡便和精度高的特點。
由于DDS中NCO的相位，幅度都是數字的，所以用DDS非常易于實現靈活的高精度的數字調制，如 FSK，MFSK，ASK，PSK，QPSK，QAM，GMSK等。其調制方式非常方便，調制質量非常好。基于DDS的調制系統可將頻率合成和數字合成合 二為一，系統大大簡化，成本，復雜度也大大降低。
正因為DDS的這些特點，在通信系統，跳頻和擴頻系統，電子戰和干擾系統，多譜勒和線形調頻雷達，無線電和電視廣播設備，HDTV以及測試設備等系統中必將會有非常廣泛的用途，尤其是，它很適宜用于數控多譜勒加到達角探測系統中。
1.2 DDS性能相對于傳統的合成技術而言，直接數字頻率（DDS）由于采用了數字處理技術，因而能夠避免許多傳統技術的不足。相對于直接模擬合成和鎖相環而言，直接數字頻率（DDS）主要就有以下特點：
(1) 輸出頻率相對帶寬較寬
輸出頻率帶寬為５０％ｆs（理論值）。但考慮到低通濾波器的特性和設計難度以及對輸出信號雜散的抑制，實際的輸出頻率帶寬仍能達到４０％ｆs。
(2) 頻率轉換時間短
ＤＤＳ是一個開環系統，無任何反饋環節，這種結構使得ＤＤＳ的頻率轉換時間極短。事實上，在ＤＤＳ的頻率控制字改變之后，需經過一個時鐘周期之后按照新
的相位增量累加，才能實現頻率的轉換。因此，頻率轉換的時間等于頻率控制字的傳輸時間，也就是一個時鐘周期的時間。時鐘頻率越高，轉換時間越短。ＤＤＳ的
頻率轉換時間可達納秒數量級，比使用其它的頻率合成方法都要短數個數量級。
(3) 頻率分辨率極高
若時鐘ｆs的頻率不變，ＤＤＳ的頻率分辨率就由相位累加器的位數Ｎ決定。只要增加相位累加器的位數Ｎ即可獲得任意小的頻率分辨率。目前，大多數ＤＤＳ的分辨率在１Ｈｚ數量級，許多小于１ｍＨｚ甚至更小。
（４）相位變化連續
改變ＤＤＳ輸出頻率，實際上改變的每一個時鐘周期的相位增量，相位函數的曲線是連續的，只是在改變頻率的瞬間其頻率發生了突變，因而保持了信號相位的連續性。
（５）輸出波形的靈活性
只要在ＤＤＳ內部加上相應控制如調頻控制ＦＭ、調相控制ＰＭ和調幅控制ＡＭ，即可以方便靈活地實現調頻、調相和調幅功能，產生ＦＳＫ、ＰＳＫ、ＡＳＫ和
ＭＳＫ等信號。另外，只要在ＤＤＳ的波形存儲器存放不同波形數據，就可以實現各種波形輸出，如三角波、鋸齒波和矩形波甚至是任意的波形。當ＤＤＳ的波形存
儲器分別存放正弦和余弦函數表時，既可得到正交的兩路輸出。
（６）其他優點
由于ＤＤＳ中幾乎所有部件都屬于數字電路，易于集成，功耗低、體積小、重量輕、可靠性高，且易于程控，使用相當靈活，因此性價比極高。
目 前已集成化的DDS芯片主要有CMOS型，TTL型，ECL型以及GaAs型等，其中GaAs型稀密度，甚高速，信噪比可達40–75dB，ECL型低密 度集成，速度較高，而CMOS型價格便宜，速度較低。而各大芯片制造廠商都相繼推出采用先進CMOS工藝生產的高性能和多功能的DDS芯片（其中應用較為 廣泛的是AD公司的AD985X系列），為電路設計者提供了多種選擇。目前國內能買到的多為CMOS型低價的DDS芯片，它的工作頻率較低，不過隨著集成 制造技術的進步，現在的CMOS型DDS芯片的最高工作頻率已可達數百兆赫茲，完全可以滿足數控多譜勒加到達角探測系統對頻率源的要求。現在DDS的工作 速度主要受到D/A變換器的限制。
而本文采用的是AD公司生產的AD9851芯片來實現技術指標的。
2 課題總體方案設計及論證2.1 設計任務及初步規劃設計本課題是利用高性能DDS芯片設計頻率范圍在0～10 MHz，并能夠實現調頻、調幅的信號源。要求其頻率穩定度小于等于10-6
在對本課題總體規劃設計過程中，主要可分成以下幾塊：
(1) 控制電路的設計，其主要功能是完成對DDS芯片的控制，包括頻率控制字，相位控制字等的數據輸入信號以及頻率更新和字輸入時鐘端等的控制信號。這些控制信 號可以由PC機，單片機，可編程邏輯器件PLD，或者常規的數字邏輯電路來產生。PLD是由用戶在工作現場進行編程的邏輯器件，在產品研制的未定型階段， 這種方式比較靈活，常規的數字邏輯電路最簡單，價格最便宜，最容易上手，但不夠靈活。而單片機具有體積小，可控性高，控制功能強，使用方便，性價比較高等 諸多優點，我準備采用常用的控制電路的芯片AT8951單片機來完成控制部分的功能。
(2) 參考時鐘電路設計。參考頻率源可選用普通晶體振蕩器，溫補晶體振蕩器或恒溫控制晶體震蕩器等。其中恒溫控制晶體震蕩器的性能指標最好，但體積最大，價格也 最貴，而普通晶體振蕩器雖價格便宜，但其頻率穩定度通常較低，所以在工程實際中，一般采用溫補晶體振蕩器作為DDS的參考時鐘輸入比較合適。
(3) 系統電源設計。系統電源可由直流穩壓穩流電源提供，為了安全起見，在電源的后面接上穩壓塊，由穩壓塊穩壓到電路所需的電壓值。直流電源的紋波越小，對提高DDS的性能就越有好處。
(4) 正弦信號發生電路。本課題首先要用DDS芯片產生一頻率穩定且可調的正弦信號，因此正弦信號性能的好壞直接決定了該設計是否符合技術指標要求，還有進一步的調幅性能的好壞。鑒于2中對DDS芯片AD9851的介紹，用該芯片便可在理論上具有可行性。
(5) 波形的整定電路設計。實際設計與實現上，由于輸入DDS芯片的參考時鐘脈沖效果不理想，DDS相位截斷誤差,幅度量化誤差和DAC的非線形，輸出信號存在 不同程度的相位噪聲和雜散信號，因此在設計中，在DDS輸出的輸出信號之后加一低通濾波器，濾除不必要的噪聲干擾。
(6) 調幅電路設計。調幅是本設計一個很重要的環節，用前面正弦信號輸出作為調幅載波，利用RC振蕩器產生一定頻率的正弦信號作為調幅信號，利用乘法器將調幅信號調制到載波頻率上。
2.2 方案提出及系統整體設計框圖2.2.1 系統各部分設計方案(1)．常見信號源制作方法
方 案 一 ：采用模擬分立元件或單片壓控函數發生器MAX038，可產生正弦波，方波，三角波，通過調整外部元件可改變輸出頻率，但采用模擬器件由于分散性太大，即 使使用單片函數發生器，參數也揶揄外部元件有關，因而產生的頻率穩定度較差，精度不高，抗干擾能力較低成本較高。
方案 二 ：采用鎖相式頻率合成方案，鎖相式頻率合成是將一個高穩定度和高精度的標準頻率經過加減乘除的運算產生同樣穩定度和精確度的 大量離散頻率的技術，它在一定程度上解決了既要頻率穩定精確，又要頻率在較大范圍內可變的矛盾，但頻率受VCO可變頻率范圍響，高低頻率比不可能作得很 高。
方案 三：采用DDS，即直接數字頻率合成，其原理方框圖如圖3.1所示：
圖2.1
它 以有別于其它頻率合成方法的優越性能和特點成為現代頻率合成技術中的佼佼者。具體體現在相對帶寬、頻率轉換時間短、頻率分辨率高、輸出相位連續、可產生寬 帶正交信號及其他多種調制信號、可編程和全數字化、控制靈活方便等方面，并具有極高的性價比,正因如此，我們采用方案三。
(2) 調頻電路
方案 一 ：D/A控制
此方案預先測試和計算好產生固定頻率所需的控制電壓，為方便控制將它量化存于ROM之中，在需要時利用單片機控制D/A轉換即可完成，此方案設計的是一個開環的系統，他的穩定性不好，且頻率步進無法做得很小。
方案 二 ：壓控振蕩器
壓控振蕩器的輸出頻率是隨著輸入電壓的改變而改變的，鑒于此，如果用調制信號來控制壓控振蕩器的輸入電壓，即可實現調頻。這樣顯然簡單而容易控制，且精度較高。
方案三：通過軟件實現
還 可以完全通過改變DDS的頻率控制字的方法來實現頻率可調。這種方法不需要硬件電路，只是通過軟件設計及鍵盤預設一定頻率，由單片機來控制改變DDS頻率 控制字參數，即可實現調頻。因此考慮采用本方案。
(3) 調幅電路
方案 一 采用分立器件實現，但其電路制作繁復且性能不甚理想。
方案 二 用模擬乘法器MC1496實現調制信號對載波信號的幅度調制，由于輸出正弦波頻率非常高，根據以往的經驗，從1K到1MHZ 得出的波形是很好，但從1MHZ至10MHZ時由于輸出幅度不夠，波形明顯失真。
(4) 顯示模塊
方案一 采用普通LED 顯示，其優點是操作方便，但顯示信息及功能少，且耗電量大。
方案二 采用液晶（LCD）顯示，界面形象清晰，內容豐富，可顯示復雜字符，易于和單片機接口，且耗電少。故選用該方案。
2.2.2 系統整體設計框圖本系統通過單片機控制AD9851頻率控制字實現頻率合成，經低通濾波器濾除噪聲和雜散信號就可得到比較純正的正弦信號。同時，調制正弦波信號通過單片機 AD采樣后，并行輸入改變DDS芯片頻率控制字就可實現調頻，基本不需要外圍電路，且最大頻偏可由軟件任意改變。得到效果比較好的正弦波信號以后，再通過 乘法器設計的一個調幅器完成對信號的調幅操作。整個系統的整體設計框圖如下圖2.2所示：
圖2.2 系統整體設計框圖
3 硬件電路設計3.1 直接數字頻率合成模塊這里我們采用的是AD公司的DDS系列芯片之一的AD9851，其優異的功能，尤其是其先進的CMOS工藝，使其得到廣泛的應用。下面就介紹AD9851的原理及性能。
3.1.1 AD9851內部結構AD9851 芯片是AD公司生產的最高時鐘頻率為180MHz，采用先進的CMOS技術的高集成度直接數字式頻率合成器件。它由一個高速DDS，一個高性能DAC以及 比較器等構成一個完全數字控制可編程頻率合成器，其時鐘輸入端內置一個6倍頻器，并且具有始終產生共嫩能夠。AD9851的原理框圖如圖3.1所示：
圖3.1 AD9851原理框圖
AD9851芯片的主要性能特點有：① 語序最高輸入時鐘180MHz，同時可選擇是否啟用內含的6倍頻乘法器；② 帶有高性能的十位數模轉換器；③
內含一個高速比較器；④ 具有簡化的控制接口，允許串/并行異步輸入控制字；⑤ 采用32位頻率控制字；⑥ 內部使用5位相位調制字；⑦
允許工作電源范圍：+2.7v+5.25v；⑧ 可以工作在掉電方式（低功耗）：4mW+2.7v；⑨ 其自由寄生動態范圍（SFDR）>43dB@70MHz輸出；⑩ 采用極小的28腳貼片式封裝。
AD9851可用作一個高精度的可編程的數字頻率合成器和時鐘生成器，當參考時鐘源的頻率精度很高時，AD9851輸出的數字化的模擬正弦波的頻率和相位都很穩定，生成的正弦波經濾波后可直接用作頻率源，也可通過內部的比較器轉換成方波作時鐘源。
由于AD9851的核心具有32bits的頻率控制字，當系統輸入時鐘頻率為180MHz時，其輸出頻率分辨率接近0.024Hz。AD9851還提供5bits的可編程相位控制字，其輸出相位可以以11.25的增益改變。可編程啟用AD9851內部集成的6倍頻參考時鐘乘法器這樣輸入的時鐘頻率不需要很高，且該乘法器具有很小的SFDR和相位噪聲。
AD9851芯片引腳分布如圖3.2所示：
圖3.2 AD9851引腳分布
AD9851內含一個40bits的積存器，用于儲存32位控制字，5位相位調制字以及6倍頻參考時鐘乘法器使能和芯片掉電方式控制字。AD9851的控 制數據，頻率控制字和相位調制字可以以并行或串行異步兩種方式輸入。并行輸入時沒次輸入8bits分5次連續輸入，其中，頭8bits控制輸出相位，6倍 頻器啟動/關閉，掉電工作方式以及輸入方式，余下的32bits是頻率控制字；串行輸入時，40bits串行數據通過其一根數據線（D7）依次串行輸入。 表3.1列出了AD9851各引腳功能：
| 引腳號 | 引腳名 | 功能 |
| 4～1 28～25 | D0～D7 | 8位數據輸入端，用來裝入32位頻率和8位相位控制字，D0為最低有效位，D8為最高有效位，同時D7用作40位串行數據輸入引腳。 |
| 5 | PGND | 6倍頻參考時鐘乘法器接地端。 |
| 6 | PVCC | 6倍頻參考時鐘乘法器正電源電壓引腳。 |
| 7 | W | 字輸入時鐘端。上升沿異步裝入并行或串行的頻率/相位控制字到40位輸入寄存器。 |
| 8 | FQ | 頻率更新端。上升沿異步將40位寄存器的內容DDS核心，使其工作。只有當輸入寄存器中的內容是允許的有效數據時才能發出一個FQ |
| 9 | REFCLOCK | 參考時鐘輸入端。CMOS/TTL電平脈沖序列，直接或經過6倍頻乘法器輸入。直接輸入方式下，其輸入即是系統時鐘，如果6倍頻乘法器工作，則乘法器的輸出是系統時鐘。系統時鐘的上升沿有效。 |
| 10，19 | AGND | 模擬地。數模轉換器和比較器的模擬接地端 |
| 11，18 | AVDD | 18腳為數模轉換器和比較器的模擬電路正電壓端，11腳為參考基準電壓 |
| 12 | Rset | 數模轉換器外部管腳。Rset通過一個3.92 |
| 13 | VOUTN | 負電平輸出端。比較器的互補CMOS邏輯負電平輸出。 |
| 14 | VOUTP | 正電平輸入端。比較器的CMOS邏輯正電平輸出。 |
| 15 | VINN | 負電平輸入端。比較器反向輸入。 |
| 16 | VINP | 正電平輸入端。比較器正向輸入。 |
| 17 | DACBP | 數模轉換器的旁路連接端。 |
| 20 | IOUTB | 與IOUT端具有相同特性的DAC互補輸出端，IOUTB=IOUT（SFDR最佳時）。 |
| 21 | IOUT | 數模轉換器的正輸入端。輸出電流粗要轉換為電壓，一般通過電阻或轉換器與地相接。 |
| 22 | RESET | 主復位端，高電平有效。可使DDS累加器及相位補償寄存器清零。上電后，要先復位再寫如程序控制字。 |
| 23 | DVDD | 數字電路的正電平輸入端。 |
| 24 | DGND | 數字地。 |
表3.1 AD9851引腳功能表
AD9851采用先進的CMOS集成技術，當其工作在最高時鐘頻率180MHz，電源電壓為+5v時，功毫僅為550mW，當電源電壓大于3v時，它可在-40℃～+85℃下正常工作，當電源電壓低于3v時，AD9851可在0℃～+85℃下工作。
上電復位后，AD9851相位累加器的值為0，輸出直流，相位偏移寄存豈的值為0，內部程序地址指針指向W0，掉電位清零（不掉電工作），6倍頻器不工 作，但40位輸入寄存豈未被清零，同時AD9851被自動置為行輸入模式，40bits控制字通過8位數據線分5次裝入40位輸入寄存器，其 8bits×5并行輸入數據/控制字功能表如表3.2所示：
| 數據位 | W0 | W1 | W2 | W3 | W4 |
| D7 | Phase-b4 (MSB) | Freq-b31 (MSB) | Phase-b23 | Phase-b15 | Phase-b8 |
| D6 | Phase-b3 | Phase-b30 | Phase-b22 | Phase-b14 | Phase-b6 |
| D5 | Phase-b2 | Phase-b29 | Phase-b21 | Phase-b13 | Phase-b5 |
| D4 | Phase-b1 | Phase-b28 | Phase-b20 | Phase-b12 | Phase-b4 |
| D3 | Phase-b0 (LSB) | Phase-b27 | Phase-b19 | Phase-b11 | Phase-b3 |
| D2 | Power-Down | Phase-b26 | Phase-b18 | Phase-b10 | Phase-b2 |
| D1 | Logic 0* | Phase-b25 | Phase-b17 | Phase-b9 | Phase-b1 |
| D0 | 6×TEFCLOCK Multiplier Enable | Phase-b24 | Phase-b16 | Phase-b8 | Phase-b0 (LSB) |
表3.2 并行輸入方式
其中，W0中的D3～D7為相位調制字，D2為掉電方式控制字，D2=0為非掉電方式，D2=1為掉電方式，D1在并行方式下始終為0，D0為6倍頻器使能位，D0=0，6倍頻不工作，D0=1，啟用6倍頻器，W1～W4為輸入頻率控制字。控制字輸入受電平信號控制，W CLK端每來一個上升沿就并行輸入一次8bits數據，輸入數據的順序依次為：W0-W1-W2-W3-W4，W
CLK端來5個上升沿，8bits×5次數據輸入完后，40bit輸入寄存器滿，這時在
端來一個上升沿，即可啟動DDS核心工作產生所設置的頻率信號，同時AD9851內部程序地址指針又回到W0。
串行輸入控制字功能表如表3.3所示：
| W0 | Freq-b0 LSB | W10 | Freq-b10 | W20 | Freq-b20 | W30 | Freq-b30 |
| W1 | Freq-b1 | W11 | Freq-b11 | W21 | Freq-b21 | W31 | Freq-b31 |
| W2 | Freq-b2 | W12 | Freq-b12 | W22 | Freq-b22 | W32 | Freq-b32 |
| W3 | Freq-b3 | W13 | Freq-b13 | W23 | Freq-b23 | W33 | Freq-b33 |
| W4 | Freq-b4 | W14 | Freq-b14 | W24 | Freq-b24 | W34 | Freq-b34 |
| W5 | Freq-b5 | W15 | Freq-b15 | W25 | Freq-b25 | W35 | Freq-b35 |
| W6 | Freq-b6 | W16 | Freq-b16 | W26 | Freq-b26 | W36 | Freq-b36 |
| W7 | Freq-b7 | W17 | Freq-b17 | W27 | Freq-b27 | W37 | Freq-b37 |
| W8 | Freq-b8 | W18 | Freq-b18 | W28 | Freq-b28 | W38 | Freq-b38 |
| W9 | Freq-b9 | W19 | Freq-b19 | W29 | Freq-b29 | W39 | Freq-b39 |
表3.3 串行輸入方式
當以串行異步方式輸入控制字時，一般可先復位，再以并行方式輸入第一個控制字W0=XXXXX011，然后在端輸入一個上升沿信號，即可將AD9851設置為串行輸入模式，這時可以以串行方式立即輸入40bits控制字。AD9851 40bits串行輸入控制字功能如表3.3所示。在串行輸入模式下，40個連續的
上升沿將40bits數據通過AD9851的25腳（D7）按照
的順序依次送入40位輸入寄存器，產生一個所設置的頻率信號輸出。
在這里給出了單片機控制下的直接數字合成模塊并行輸入方式的設計電路圖3.3所示：
圖3.3 AD9851及濾波器電路
選用一個20MHz高穩定有源晶振，既保證輸出頻率穩定，減小高頻輻射，又提高了系統的電磁兼容能力。控制電路初始化AD9851，時鐘信號為 120MHz，DDFS在脈沖展寬信號的激勵下產生線性調頻信號。然后經過濾波器濾除帶外的雜散和諧波分量，得到比較純凈的正弦信號。
下面分析AD9851實現準確頻偏調頻的計算過程：
AD9851有源晶振頻率為20MHz, 內部6倍頻，即工作頻率120MHz，頻率控制字FSW為32位，則1Hz頻偏控制字ΔFSW為：
35.7913 （3.1）
10kHz時的頻偏控制字即：
ΔFSW×10000=35．7913×10000＝357913 （3.2）
10位ADC采樣調頻，則量化峰值＝512對應最大頻偏10kHz，則
每單位量化值的頻偏控制字為：
357913/512699 （3.3）
則實時頻偏控制字：
ΔFSW＝頻率控制字的改變值＝（ADC采樣值－直流電平）×699 （3.4）
3.2 單片機控制電路設計AT89S51 是一種帶4K字節閃爍可編程可擦除只讀存儲器FPEROM的低電壓，高性能CMOS8位微處理器，俗稱單片機。該器件采用ATMEL高密度非易失存儲器制 造技術制造，與工業標準的MCS-51指令集和輸出管腳相兼容。由于將多功能8位CPU和閃爍存儲器組合在單個芯片中，ATMEL的AT89S51是一種 高效微控制器，為很多嵌入式控制系統提供了一種靈活性高且價廉的方案。
3.2.1 主要特性
·與MCS-51 兼容 ·128*8位內部RAM
·4K字節可編程閃爍存儲器 ·32可編程I/O線
·壽命：1000寫/擦循環 ·兩個16位定時器/計數器
·數據保留時間：10年 ·5個中斷源
·全靜態工作：0Hz-24Hz ·可編程串行通道
·三級程序存儲器鎖定 ·低功耗的閑置和掉電模式
·片內振蕩器和時鐘電路
3.2.2 主要功能介紹
VCC：供電電壓+5V GND：接地
P0口：P0口為一個8位漏級開路雙向I/O口，每腳可吸收8TTL門電流。當P1口的管腳第一次寫1時，被定義為高阻輸入。P0能夠用于外部程序數據存
儲器，它可以被定義為數據/地址的第八位。在FIASH編程時，P0
口作為原碼輸入口，當FIASH進行校驗時，P0輸出原碼，此時P0外部必須被拉高。
P1口：P1口是一個內部提供上拉電阻的8位雙向I/O口，P1口緩沖器能接收輸出4TTL門電流。P1口管腳寫入1后，被內部上拉為高，可用作輸
入，P1口被外部下拉為低電平時，將輸出電流，這是由于內部上拉的緣故。在FLASH編程和校驗時，P1口作為第八位地址接收。
P2口：P2口為一個內部上拉電阻的8位雙向I/O口，P2口緩沖器可接收，輸出4個TTL門電流，當P2口被寫“1”時，其管腳被內部上拉電阻拉高，且
作為輸入。并因此作為輸入時，P2口的管腳被外部拉低，將輸出電流。這是由于內部上拉的緣故。P2口當用于外部程序存儲器或16位地址外部數據存儲器進行
存取時，P2口輸出地址的高八位。在給出地址“1”時，它利用內部上拉優勢，當對外部八位地址數據存儲器進行讀寫時，P2口輸出其特殊功能寄存器的內容。
P2口在FLASH編程和校驗時接收高八位地址信號和控制信號。
P3口：P3口管腳是8個帶內部上拉電阻的雙向I/O口，可接收輸出4個TTL門電流。當P3口寫入“1”后，它們被內部上拉為高電平，并用作輸入。作為輸入，由于外部下拉為低電平，P3口將輸出電流（ILL）這是由于上拉的緣故。
P3口同時為閃爍編程和編程校驗接收一些控制信號。
RST：復位輸入。當振蕩器復位器件時，要保持RST腳兩個機器周期的高電平時間。
ALE/PROG：
當訪問外部存儲器時，地址鎖存允許的輸出電平用于鎖存地址的地位字節。在FLASH編程期間，此引腳用于輸入編程脈沖。在平時，ALE端以不變的頻率周期
輸出正脈沖信號，此頻率為振蕩器頻率的1/6。因此它可用作對外部輸出的脈沖或用于定時目的。然而要注意的是：每當用作外部數據存儲器時，將跳過一個
ALE脈沖。如想禁止ALE的輸出可在SFR8EH地址上置0。此時，
ALE只有在執行MOVX，MOVC指令是ALE才起作用。另外，該引腳被略微拉高。如果微處理器在外部執行狀態ALE禁止，置位無效。
/PSEN：外部程序存儲器的選通信號。在由外部程序存儲器取指期間，每個機器周期兩次/PSEN有效。但在訪問外部數據存儲器時，這兩次有效的/PSEN信號將不出現。
/EA/VPP：當/EA保持低電平時，則在此期間外部程序存儲器（0000H-FFFFH），不管是否有內部程序存儲器。注意加密方式1時，/EA將內
部鎖定為RESET；當/EA端保持高電平時，此間內部程序存儲器。在FLASH編程期間，此引腳也用于施加12V編程電源（VPP）。
振幅調制部分主要采用模擬乘法器集成芯片來實現。高頻電子線路中的振幅調制，同相檢波，混頻，倍頻，鑒頻，鑒相等調制與解調的過程，都可以視為兩個信號相 乘或者包含相乘的過程。采用集成模擬乘法器實現上述功能比采用分立期間簡單得多，而且性能優越。所以目前在無線通信，廣播電視等方面應用較多。集成模擬乘 法器的常見產品有MC1495/1496，LM1595/15966等。新產品有超高頻模擬乘法器AD834（其帶寬 BW=500MHz～1GHz），AD835，超高精度模擬乘法器AD734（其帶寬BW=40MHz,精度為0.1%），其中后面三種也都是美國AD公 司的產品。本系統用比較普通的MC1496來實現調幅功能，它是MOTOROLA公司生產的，是通信專用IC，也是業余無線電收發訊機常用IC。下面介紹 一下MC1496芯片。
MC1496是雙平衡四象限模擬乘法器，其內部電路如圖3.4所示：
圖3.4 MC1496內部電路圖
其 中，T1，T2于T3，T4組成雙差分放大器，集電極負載電阻是Rc1,Rc2。T5，T6組成的單差分放大器用于激勵T1～T4。T7，T8及其偏置電 路構成恒流電路。引腳8和10接輸入電壓vx，1和4接另一輸入電壓vy，輸出電壓Vo從引腳6和12輸出。引腳2和3外接電阻RE，對差分放大器 T5，T6產生電流負反饋，可調節乘法器的信號增益，擴展輸入電壓Vy的線形動態范圍，引腳14為負電源端（雙電源供電時）或接地端（單電源供電時），引 腳5外接R5，用來調節偏置電流I5及鏡像電流IO的值。
3.3.2 MC1496靜態工作點的設置（1）靜態偏置電壓的設置
靜態偏置電壓的設置應保證各個晶體管工作放大狀態，即晶體管的集-基極間的電壓應大于或等于2V，小于或等于最大允許工作電壓。根據MC1496的特性參數，對于圖3.4所示的內部電路，在應用時，靜態偏置電壓應滿足下列關系：
（3.5）
（3.6）
（2）靜態偏置電流的確定
靜態偏置電流主要由恒流源的值來確定。當器件為單電源工作時，因腳14接地，5腳通過一電阻
接正電源
（
的典型值為+12V），由于
是
的鏡像電流，所以改變電阻
可以調節
的大小，即
（3.7）
當器件為雙電源工作時，引腳14接負電源（一般接-8V），5腳通過電阻
接地，因此，改變
也可以調節
的大小，即
（3.8）
根據MC1496的性能參數，器件的靜態電流應小于4mA，一般取=1mA左右。
器件的總毫散功率可由下式估算：
（3.9）
應小于器件的最大允許毫散功率（33mW）。
振幅調制就是使載波信號的振幅隨調制信號的變化規律而變化。通常載波信號為高頻信號，調制信號為低頻信號。設載波信號的表達式為：
vc(t)=Vcmcosωct (3.10)
調制信號的表達式為：
vΩ (t)=VΩmcosΩt （3.11）
則調幅信號的表達式為：
vo(t)= Vcm(1+mcosΩt) cosωct
= Vcmcosωct+1/2mVcmcosωc+Ω)t+1/2mVcmcos(ωc-Ω)t （3.12）
式中，m為調制指數，m=VΩm/Vcm；Vcmcosωct為載波信號；1/2mVcmcosωc+Ω)t為上邊帶信號；1/2mVcmcos(ωc-Ω)t為下邊帶信號。它們的波形及頻譜如圖3.4所示：
圖3.5 a.調幅波波形 b.調幅波頻譜
由圖可見，調幅波中的載波分量占很大的比重，因此，信息傳輸效率較低，稱這種調幅為有載波調制。為提高信息傳輸效率，廣泛采用抑制載波的雙邊帶或單邊帶振幅調制。雙邊帶調幅波的表達式為：
vo(t)= 1/2mVcmcosωc+Ω)t+1/2mVcmcos(ωc-Ω)t （3.13）
單邊帶調幅波的表達試為：
vo(t)= 1/2mVcmcosωc+Ω)t （3.14）
或vo(t)= 1/2mVcmcos(ωc-Ω)t （3.15）
MC1496
構成的振幅調制器電路如圖3.5所示。其中，載波信號vc經高頻耦合電容C2從10腳(vx端)輸入，C3為高頻旁路電容，使8腳交流接地；調制信號vΩ
經低頻耦合電容C1從1腳（vy端）輸入，C4為低頻旁路電容，使4腳交流接地。調幅信號vo從12腳輸出。采用雙電源供電方式，所以5腳的偏置電阻R5
接地，由式（3.12）可計算靜態偏置電流或
，即
（3.16）
圖3.6 MC1496構成的調幅器
腳2和3間接入負反饋電阻，以擴展調制信號v
的線形動態范圍，
增大，線形范圍增大，但乘法器的增益隨之減小。
電阻及
提供靜態偏置電壓，保證乘法器內部的各個晶體管工作在放大狀態，所以阻值的選取應滿足式（3.5），（3.6）的要求。對于圖3.5所示電路參數，靜態時（v
=v
=0）,測量其間各引腳的電壓如下：
引腳 8 10 1 4 6 12 2 3 5 7 14
電壓/V 6.0 6.0 0.0 0.0 8.6 8.6 –0.7 –0.7 –6.8 0.0 –8.0
與電位器RP組成平衡調節電路，改變RP的值可以使乘法器實現抑制載波的振幅調制或有載波的振幅調制，操作過程如下：
（1）抑制載波振幅調制
v端輸入載波信號v
（t）,其頻率
=5MHz,峰-峰值
=40mV（可以根據器件性能，增大）。v
端輸入調制信號v
（t），其頻率
=1KHz，先使峰-峰值V
=0。調節RP，使輸出v
=0（此時V
=V
）。再逐漸增加V
，則輸出信號v
(t)的幅度逐漸增大。由于器件內部參數不可能完全對稱，致使輸出波形出現載波漏信號。腳1和4分別接電阻
和R
，以抑制載波漏信號和改善溫度性能。如果v
的波形上，下不對稱，則可在
或R
或8腳的支路中串入100
電位器，調節該電位器即可改善波形對稱性。
（2）有載波振幅調制
vx端輸入載波信號v(t),
=40mV. V
=0時，調節平衡電位器RP，使輸出信號vo（t）中有載波輸出，此時，
約十幾毫伏（此時V
V
）。再從vy端輸入調制信號v
，其
=1KHz,當V
由零逐漸增大時，則輸出信號v
(t)的幅度發生變化，當V
為幾百毫伏時，調幅系數
m= （3.17）
式中，V為調幅波幅度的最大值；V
為調幅波幅度的最小值。
為了更好的做到人機交互，我們設計了鍵盤與顯示模塊，以便使頻率方便可調和并準確，快速的在LCD上顯示。這就要求設計好鍵盤與顯示部分。
鍵盤我們采用44
開關量鍵盤，這樣可以按步進方式來提高或減低所選頻率。如圖4.5所示，上面8個是高4位步進增或減，其中S1，S2，S3，S4是頻率增
加，S5，S6，S7，S8是頻率減小；下半部分是低4位步進增或減，其中S9，S10，S11，S12是頻率增加，S13，S14，S15，S16是頻
率減小。
圖3.6 44開關量鍵盤
而液晶顯示模塊是將液晶顯示器件與控制、驅動電路和PCB線路板裝配在一起的組件。它可以直接與計算機聯接。這種模塊使用時，除應注意一般液晶顯示器件使用時的注意事項外，還應在裝配、使用時注意以下事項。
（1）處理保護膜 在裝好的模塊成品液晶顯示器件表面貼有—層保護膜，以防在裝配時沾污顯示表面，在整機裝配結束前不得揭去，以免弄臟或沾污顯示面。
（2）加裝襯墊 在模塊與前面板之間最好加裝一個約0.1mm左右的襯墊。面板還應保持絕對平整，以保證在裝配后不產生扭曲力，并提高抗振性能。
（3）嚴防靜電模塊中的控制、驅動電路是低壓、微功耗的CMOS電路，極易被靜電擊穿，而人體有時會產生高達幾十伏或上百伏的高壓靜電，所以，在操作、裝
配、以及使用中都應極其小心，要嚴防靜電。為此： · 不要用手隨意去摸外引線、電路板上的電路及金屬框。 ·
如必須直接接觸時，應使人體與模塊保持同一電位，或將人體良好接地。 · 焊接使用的烙鐵必須良好接地，沒有漏電。 ·
操作用的電動改錐等工具必須良好地接地，沒有漏電。 · 不得使用真空吸塵器進行清潔處理。因為它會產生很強的靜電。 ·
空氣干燥，也會產生靜電，因此，工作間濕度應在RH60%以上。 ·
地面、工作臺、椅子、架子、推車及工具之間都應形成電阻接觸，以保持其在相同電位上，否則也會產生靜電。 ·
取出或放回包裝袋或移動位置時，也需格外小心，不要產生靜電。不要隨意更換包裝或合棄原包裝。 · 靜電擊穿是一種不可修復的損壞，務必注意，不可大意。
（4）裝配操作時的注意事項 · 模塊是經精心設計組裝而成的，請勿隨意自行加工、修整。 · 金屬框爪不得隨意扭動、拆卸。 ·
不要隨意修改加工PCB板外形、裝配孔、線路及部件。 · 不得修改導電膠條。 · 不要修改任何內部支架。 · 不要碰、摔，折曲、扭動模塊。
（5）焊接在焊接模塊外引線、接口電路時，應按如下規程進行操作。 · 烙鐵頭溫度小于280oC。 · 焊接時間小于3～4S。 · 焊接材料：共晶型、低熔點。 · 不要使用酸性助焊劑。 · 重復焊接不要超過3次，且每次重復需間隔5分鐘。
（6） 模塊的使用與保養 ·
模塊使用接入電源及斷開電源時，必須在正電源(5±0.25V)穩定接人后，才能輸入信號電平。如在電源穩定接人前，或斷開后就輸人信號電平，將會損壞模
塊中的集成電路，使模塊損壞。 ·
點陣模塊是高路數液晶顯示器件，顯示時的對比度、視角與溫度、驅動電壓關系很大。所以應調整Vee至最佳對比度、視角時為止。如果Vee調整過高，不僅會
影響顯示，還會縮短液晶示器件的壽命。 ·
在規定工作溫度范圍下限以下使用時，顯示響應很慢，而在規定工作溫度范圍上限上使用時，整個顯示面又會變黑，這不是損壞，只需恢復規定溫度范圍，一切又將
恢夏正常。 · 用力按壓顯示部位，會產生異常顯示。這時切斷電源，重新接入，即可恢復正常。 ·
液晶顯示器件或模塊表面結霧時，不要通電工作，因為這將引起電極化學反應，產生斷線。 · 長期用于陽光及強光下時，被遮部位會產生殘留影像。
（7）
模塊的存儲 若長期(如幾年以上)存儲，我們推薦以下方式： · 裝入聚乙稀口袋(最好有防靜電涂層)并將口封住。 · 在-10～+35℃之間存儲。
· 放暗處，避強光。 · 決不能在表面壓放任何物品。 ·
嚴格避免在極限溫／濕度條件下存放。特殊條件下必須存放時，也可在40℃、85％RH時，或60℃，小于60％RH條件下存放，但不宜超過168小時。運
輸： LCD及LCM在運輸途中不能劇烈震動或跌落，不能有外力壓迫，并且無水、無塵也無日光直射。
制作高頻電路ＰＣＢ板注意事項
4 軟件設計4.1 軟件實現思想單 片機完成對AD9851的控制和人機交互。40位數據分五次發送，系統以鍵盤為控制信息輸入，單片機獲取控制信號后處理，區別不同的狀態，按照程序流程 圖，對系統進行控制，以達到題目要求。修改AD9851的頻率控制字有并行和串行兩種方式，由于系統由軟件調頻，要求頻率變化的控制迅速，故采用并行方式 控制AD9851, 提高速度，實現較好的調頻效果。
4.2 軟件流程圖及程序
DDS數據傳送和啟動時序如圖4.2所示：
時間規格表如表5.2.1所示：
圖4.2
時間規格表4.1：
根據上面的時序圖，完成AD9851啟動、送控制口使能和頻率控制字，相位控制字的子程序如下：
#include "reg51.h"
#define DDS_port P0 //定義DDS的引腳端口
sbit DDS_clk = P2^7;
sbit DDS_reset = P2^5;
sbit DDS_ud = P2^6;
void delay(unsigned int t) //通用延時程序
{
for(;t>0;t--);
}
/******************************DDS****************************/
unsigned long g_ulFreq = 100000;
void SetFreq(void) //DDS設置頻率
{
unsigned long freq = g_ulFreq * 30;
DDS_port = 0x01;
DDS_clk = 1;
DDS_clk = 0;
DDS_port = freq >> 24;
DDS_clk = 1;
DDS_clk = 0;
DDS_port = freq >> 16;
DDS_clk = 1;
DDS_clk = 0;
DDS_port = freq >> 8;
DDS_clk = 1;
DDS_clk = 0;
DDS_port = freq;
DDS_clk = 1;
DDS_clk = 0;
DDS_ud = 1;
DDS_ud = 0;
}
void ResetDDS(void) //復位DDS
{
DDS_reset = 1;
delay(10000);
DDS_clk = 0;
DDS_ud = 0;
DDS_reset = 0;
}
/******************************DDS****************************/
/**************************LCD程序**************************/
//#define dataport P2
sbit D0=P1^3;
sbit D1=P1^4;
sbit D2=P1^5;
sbit D3=P1^6;
sbit D4=P1^7;
sbit D5=P2^2;
sbit D6=P2^3;
sbit D7=P2^4;
sbit RS=P1^0;
sbit RW=P1^1;
sbit ET=P1^2;
void Wait() //延時程序
{
unsigned int j;
for(j=0;j<300;j++){;}
}
void WriCom(unsigned char comm) //LCD發一命令字
{
RS=0;
RW=0;
ET=0;
//dataport=comm;
P1 &= 0x07;
P1 |= ((comm<<3)&0xf8);
D5 = comm & 0x20;
D6 = comm & 0x40;
D7 = comm & 0x80;
ET=1;
Wait();
ET=0;
}
void WriData(unsigned char wdata) //LCD發一字節數據
{
RS=1;
RW=0;
ET=0;
//dataport=comm;
P1 &= 0x07;
P1 |= ((wdata<<3)&0xf8);
D5 = wdata & 0x20;
D6 = wdata & 0x40;
D7 = wdata & 0x80;
ET=1;
Wait();
ET=0;
}
void InitLcd(void) //LCD初始化
{
Wait();
WriCom(0x38);
Wait();
WriCom(0x38);
Wait();
WriCom(0x38);
Wait();
WriCom(0x38);
Wait();
WriCom(0x08);
WriCom(0x01);
WriCom(0x06);
WriCom(0x0C);
}
void SetCursor(unsigned char row) //設置光標即插入點
{ if(row>15)
row+=(0x40-16);
WriCom(row | 0x80);
}/*
void ClrLCD()
{
WriCom(0x01);
}
void CursorGlint(unsigned char NoOff)
{
unsigned char com;
com=NoOff<<2;
com|=13;
WriCom(com);
}
*/
void WriStr(char *str) //LCD顯示一字符串
{
while(*str != 0)
{
WriData(*str);
str++;
}
}
/**********************end LCD程序**************************/
void Brush(void) //刷新LCD
{
SetCursor(16);
WriData(g_ulFreq/10000000 + '0');
WriData(g_ulFreq%10000000/1000000 + '0');
WriData(g_ulFreq%1000000/100000 + '0');
WriData(g_ulFreq%100000/10000 + '0');
WriData(g_ulFreq%10000/1000 + '0');
WriData(g_ulFreq%1000/100 + '0');
WriData(g_ulFreq%100/10 + '0');
WriData(g_ulFreq%10 + '0');
WriData(' ');
WriData('H');
WriData('z');
}
/***********************************************************/
#define d_keyPort P3 //定義按鍵的引腳端口
sbit keyP30 = P3^0;
sbit keyP31 = P3^1;
sbit keyP32 = P3^2;
sbit keyP33 = P3^3;
unsigned char GetKey(void) //掃描鍵盤，取按鍵碼
{
d_keyPort = 0x0f;
if(d_keyPort != 0x0f) //下鍵按下嗎？
{
delay(5000); //等一會
if(d_keyPort != 0x0f) //確認有鍵按下
{
d_keyPort = ~0x10;
if(!keyP30)
return 0x11;
if(!keyP31)
return 0x12;
if(!keyP32)
return 0x13;
if(!keyP33)
return 0x14;
d_keyPort = ~0x20;
if(!keyP30)
return 0x21;
if(!keyP31)
return 0x22;
if(!keyP32)
return 0x23;
if(!keyP33)
return 0x24;
d_keyPort = ~0x40;
if(!keyP30)
return 0x31;
if(!keyP31)
return 0x32;
if(!keyP32)
return 0x33;
if(!keyP33)
return 0x34;
d_keyPort = ~0x80;
if(!keyP30)
return 0x41;
if(!keyP31)
return 0x42;
if(!keyP32)
return 0x43;
if(!keyP33)
return 0x44;
}
}
return 0;
}
void main(void) //主函數
{
unsigned char key;
InitLcd();
WriStr("init system ...");
delay(60000);
InitLcd();
WriStr("init ok");
delay(60000);
InitLcd();
WriStr("DDS");
ResetDDS(); //復位DDS
SetFreq(); //DDS初始頻率設定
Brush();
while(1)
{
key = GetKey(); //掃描鍵盤
if(key == 0x34)
g_ulFreq ++;
else if(key == 0x44)
g_ulFreq --;
else if(key == 0x33)
g_ulFreq +=10;
else if(key == 0x43)
g_ulFreq -=10;
else if(key == 0x32)
g_ulFreq +=100;
else if(key == 0x42)
g_ulFreq -=100;
else if(key == 0x31)
g_ulFreq +=1000;
else if(key == 0x41)
g_ulFreq -=1000;
else if(key == 0x14)
g_ulFreq +=10000;
else if(key == 0x24)
g_ulFreq -=10000;
else if(key == 0x13)
g_ulFreq +=100000;
else if(key == 0x23)
g_ulFreq -=100000;
else if(key == 0x12)
g_ulFreq +=1000000;
else if(key == 0x22)
g_ulFreq -=1000000;
else if(key == 0x11)
g_ulFreq +=10000000;
else if(key == 0x21)
g_ulFreq -=10000000;
if(key) //如果不鍵按下，則重新設置頻率
{
SetFreq(); //重設頻率
Brush(); //重刷LCD
}
delay(10000); //延時
}
}
5 系統調試根據方案設計要求，調試過程公分三大部分，硬件調試，軟件調試，軟件和硬件聯調。電路按模塊逐個調試，各模塊調試通過后在聯調。程序先在最小系統板調試，通過后在軟硬聯調。
5.1 硬件電路調試5.1.1 調試與測試所用儀器1.微機一臺以及Protel軟件；
2.信號源；
3.示波器；
4.萬用表；
5.直流穩壓電源；
6.失真度儀；
5.1.2 調試過程高 頻電路抗干擾設計 AD9851的時鐘頻率很高，對周圍的電路有一定的影響，我們采取了各種抗干擾措施。例如引線盡量短，減少交叉，盡量減少跳線，在電源輸入端都加上去藕電 容，數字地與模擬地分開，信號源與地盡量隔遠，實踐證明，這些措施對消除某些引腳上的毛刺及干擾噪聲起到了很好的作用。將系統的各模塊分開測試，調通后再 進行整機調試，提高調試效率。
5.1.3 調試經驗總結1、系統屬于高頻電路，對干擾比較敏感，所以調試時應該遠離高頻干擾源。
2、在安裝元件的時候，要特別注意器件的安裝。例如三極管的引腳對應，電解電容的極性等，如果安裝的時候不注意，在調試時就容易出現問題。
3、系統設計的是多模塊的，一塊板到另一塊板的引線，電源的正負極性等要特別注意。解決問題的最好辦法是用墨筆在板上做適當標注，這樣不至于引起混淆。
4、由于系統應用了高頻電路，設計電路時應該在電源旁邊放置適當值的電容，以減少電源對系統的干擾，數據輸入輸出的波形也會比較“干凈”。總之，要設計出一個性能良好的系統需要注意許多問題，在硬件設計的時候為減少外干擾應加入濾波。
5.2 軟件調試
本系統的軟件系統采用C編寫，調試也是分模塊進行，各個模塊調試通過函數里調
這樣寫結構明了，出錯時容易查錯。
5.3 總調試按程序定義的各個口分別把線接好，然后把程序寫進單片機控制各個模塊。依據設計要求，分別對輸出波形、輸出電壓峰峰值、輸出頻率和功率放大器輸出測試。
測試輸出電壓的峰峰值時，對放大電路和AGC電路參數的適當調整，使輸出頻率在0～10MHz之間變化時能夠滿足Vpp＝6V±1V。
測試數據如下：
1. 基本要求測試
① 正弦波頻率范圍測試 幅頻特性曲線
接50負載，對輸出電壓測試，測試數據如表5.1：
表5.1
| 設置頻率(Hz) | 實測頻率(Hz) | Vpp(V) |
| 100 | 100.3 | 6.48 |
| 1k | 999.98 | 6.12 |
| 10k | 100001 | 6.12 |
| 100k | 100K | 6.2 |
| 1M | 1.0002M | 6.68 |
| 10M | 10.0003M | 5.3 |
| 13M | 13.0005M | 5.2 |
② 頻率穩定度測試
負載為50，采用頻率計對輸出正弦波進行測試，測試數據如表5.2：
表5.2
| 設置頻率(Hz) | 第一次計數數值 | 第二次計數數值 | 第三次計數數值 |
| 10 | 10 | 10.2 | 10.1 |
| 100 | 100.1 | 100.1 | 100.0 |
| 1k | 1.0001k | 999.98 | 999.98 |
| 10k | 10.0000k | 10.0001k | 10.0001k |
| 100k | 100．0000k | 100.0000k | 100.0001k |
| 1M | 1.0001M | 1.0001M | 1.0001M |
| 5M | 5.00005M | 5.00004M | 5.00004M |
| 10M | 10.00002M | 10.00002M | 10.00001M |
正弦波輸出頻率：0～12MHz；
輸出信號頻率穩定度：優于10-6；
自行產生1kHz正弦調制信號；產生FM信號在100kHz～10MHz內最大頻偏可5kHz/10kHz/20kHz程控；
存在誤差為人為誤差、硬件誤差、測量儀器誤差、雜散引入誤差。
減小誤差可從改變電路，提高儀器精度，減弱外界干擾和多次測量取平均值等方面改善。
使用說明
通 過本次畢業設計，我學到了許多有用的知識。例如通信領域的調頻，調幅等多種調制方法；基本的鍵盤與顯示模塊設計；學會使用了一種高集成芯片AD9851， 尤其掌握了其原理還有工作特性，它不僅可以產生正弦信號，還可以其通過添加輔助電路使其輸出方波信號，三角波信號等常用信號源波形。
謝 辭
首先我要感謝知道老師龍老師對我的悉心知道和不倦的幫助與關懷，在設計的整個階段都是在龍老師的指導下進行的。從選題到資料查詢，提供調幅器資料，原理講解，再到方案確定和后來調試，都滲透著龍老師的辛苦和熱心幫助。在此，我再次衷心的感謝龍老師對我的幫助。
我還要感謝系里領導還有實驗室的其他指導老師和我身邊的同學。通過系里領導的多次畢設報告會，我知道畢業設計的基本流程，注意事項，具體要求，使我做到了 有章可循。而在制作和調試過程中，由于在實驗室的時間比較多，遇到了困難都是尋求實驗知道老師的幫助才能順利度過調試難關。我的許多同學也給我提供了很多 幫助，在我確定方案的時候有幾個懂得DDS的科協成員給我提了很多不錯的建議，對我的最終方案確定起了關鍵作用。我衷心的感謝他們。
最后我要感謝學校給我提供了這么好的學習環境，在以后的道路里，我會時刻牢記自己是一名桂電畢業生，并以此為榮。
參考文獻
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[2] 李東生.Protel 99SE 電路設計技術入門與應用[M]. 北京：電子工業出版社，2002
[3] 雷曉平.單片計算機及其運用[M].電子科技大學出版社,1997
[4] 揚振江，蔡德芳..新型集成電路使用指南與典型應用[M]..西安：西安電子科技大學出版社
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[6] 江思敏.. Protel電路設計教程[M]..北京：清華出版社，2002.
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[10] 朱耀國.模擬電子線路實驗[M].北京：高等教育出版社，1996
[11] 王遠.模擬電子技術[M].機械工業出版社,1991
附 錄
附錄一 系統整體電路圖：
附錄二 正弦信號產生部分PCB圖：
附錄三 調幅部分PCB圖
